特開 2022-102598 ブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022102598

(43)【公開日】2022-07-07

(54)【発明の名称】ブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/10 20060101AFI20220630BHJP

   H02P 6/15 20160101ALI20220630BHJP

   H02P 6/26 20160101ALI20220630BHJP

【ＦＩ】

H02P6/10

H02P6/15

H02P6/26

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020217426

(22)【出願日】2020-12-25

(71)【出願人】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】日清紡マイクロデバイス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002000

【氏名又は名称】特許業務法人栄光特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】藤田 真也

【テーマコード（参考）】

5H560

【Ｆターム（参考）】

5H560AA01

5H560BB02

5H560BB12

5H560DA02

5H560EB01

5H560RR01

5H560TT15

5H560UA05

5H560XA12

5H560XA15

(57)【要約】

【課題】単相直流ブラシレスモータを駆動する際に、コギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減すること。
【解決手段】相切替基準位置のタイミングに対しコイル通電の相切替タイミングを早める進角制御手順と、コイルの相切替における通電開始後の一定期間パルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御手順と、コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御手順と、を有し、立ち上がり制御手順による電流又は電圧の立ち上がり波形と、立ち下がり制御手順による電流又は電圧の立ち下がり波形とを非対称に制御する。
【選択図】図６

【特許請求の範囲】

【請求項1】

単相直流ブラシレスモータを駆動する際に、前記単相直流ブラシレスモータのコイルに通電する通電回路を制御するためのブラシレスモータ制御方法であって、
相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御手順と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御手順と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御手順と、
を有し、前記立ち上がり制御手順による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御手順による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御方法。

【請求項2】

前記立ち上がり制御手順は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
請求項１に記載のブラシレスモータ制御方法。

【請求項3】

前記立ち上がり制御手順は、相切替時に電流又は電圧の波形の立ち上がりが完了すると、デューティの制限を解除して電流値を増やす、
請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータ制御方法。

【請求項4】

単相直流ブラシレスモータの駆動を制御するブラシレスモータ制御装置であって、
前記単相直流ブラシレスモータのコイルの通電を制御するドライバ回路と、
前記単相直流ブラシレスモータの相切替基準位置を検知する基準位置検出器と、
前記相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御部と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御部と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御部と、
を有し、前記立ち上がり制御部による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御部による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御装置。

【請求項5】

前記立ち上がり制御部は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
請求項４に記載のブラシレスモータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置に関し、特にモータのトルク脈動を低減することでモータの振動を低減する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば、特許文献１には、単相ブラシレスＤＣ（直流）モータにおいて、モータの回転トルクリップルをなくし、振動による騒音を抑制するための技術が開示されている。具体的には、単相ブラシレスＤＣモータは、ホール素子の出力電圧のピーク値となる位置を任意に決められる構造とし、その制御装置は、ホール素子の出力電圧のピーク値を検出し、ホール素子電圧のピーク値にて検出される位置を境にモータコイルの転流区間を二分し、転流後の通電開始前半を一定値の電流指令で、通電の後半電流を徐々に低下させ転流点でほぼ零になるように通電電流指令手段を生成し、モータコイルを全波通電する。

【0003】

また、特許文献２には、単相ブラシレスＤＣモータにおいて、モータの通電電流波形を滑らかにして、モータ電磁加振力と回転トルクリップルをなくし、振動による騒音を抑制するための技術が開示されている。具体的には、バイポーラ通電の通電周期を精度良く測定し、カウンタでソフトスイッチングの開始点を通電半周期の６２．５％、７５％又は８７．５％以降と決め、残りの区間を８または１６の階段状に区切ってＰＷＭ（パルス幅変調）のデューティを徐々に減少させて駆動する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００６－２３８５７４号公報

【特許文献2】特開２００７－１７４７７８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

単相直流ブラシレスモータを駆動する場合には、低騒音、低振動化を目的として例えば特許文献１、特許文献２のようにソフトスイッチングが行われている。ソフトスイッチングでは、例えばモータのコイルに通電する電流のオン／オフ切り替え時に、コイルへの印加電圧の変化を緩やかに制御してコイルに流れる電流のピーク値を抑えて低振動化を行っている。

【0006】

一方、単相モータの起動を確実にするためにはモータのロータがデッドポイントで停止することを回避する必要がある。すなわち、モータのロータが相切替の位置で停止すると、モータの起動時にどちらに回転するか不定となる。そこで、リラクタンストルクによりロータの停止位置が相切替の位置の時にトルクが発生するようにして、相切り替えの位置でロータが停止しないようにしている。リラクタンストルクは、磁石と電磁鋼板の吸引力、つまり磁気エネルギーの位置に対する変化によって発生する回転力である。

【0007】

しかしながら、このロータの位置に応じて変動するトルクはコギングトルクと呼ばれ、モータの滑らかな回転を阻害する一因となっている。そのため、特許文献１、特許文献２のようなソフトスイッチングを採用した場合には、このコギングトルクに起因して発生するトルク脈動を低減できない。このトルク脈動のため、低騒音、低振動化が阻害される。

【0008】

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減することが可能なブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

前述した目的を達成するために、本発明に係るブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置は、下記（１）～（５）を特徴としている。
（１） 単相直流ブラシレスモータを駆動する際に、前記単相直流ブラシレスモータのコイルに通電する通電回路を制御するためのブラシレスモータ制御方法であって、
相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御手順と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御手順と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御手順と、
を有し、前記立ち上がり制御手順による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御手順による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御方法。

【0010】

（２） 前記立ち上がり制御手順は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
上記（１）に記載のブラシレスモータ制御方法。

【0011】

（３） 前記立ち上がり制御手順は、相切替時に電流又は電圧の波形の立ち上がりが完了すると、デューティの制限を解除して電流値を増やす、
上記（１）又は（２）に記載のブラシレスモータ制御方法。

【0012】

（４） 単相直流ブラシレスモータの駆動を制御するブラシレスモータ制御装置であって、
前記単相直流ブラシレスモータのコイルの通電を制御するドライバ回路と、
前記単相直流ブラシレスモータの相切替基準位置を検知する基準位置検出器と、
前記相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御部と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御部と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御部と、
を有し、前記立ち上がり制御部による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御部による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御装置。

【0013】

（５） 前記立ち上がり制御部は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
上記（４）に記載のブラシレスモータ制御装置。

【0014】

上記（１）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、進角制御手順により、電流の相切替を適切なタイミングで行うことができる。すなわち、コイルのインダクタンスの影響を考慮し、相切替基準位置に対して実際に流れる電流のタイミングが遅れないように制御できる。また、立ち上がり制御手順により相切替時の電流のピーク値を抑えることができる。これにより、相切替後のタイミングでコギングトルクとマグネットトルクによる総トルクが過大となることを抑制できるので、トルク脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。また、立ち上がり制御手順および立ち下がり制御手順により、立ち下がり時の電流の減少を抑えることができ、相切替の際に電流波形が非対称になる。これにより、相切替前のタイミングではコギングトルクとマグネットトルクの総トルクが過少となることを抑制し、相切替後にはリラクタンストルクとマグネットトルクの総トルクが過大となることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。

【0015】

上記（２）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを最大にすることで、切替前の電流を急峻に減らし、相切替を素早く行うことができる。また、デューティの最大化は一時的なものであり、相切替が完了した後は、電流のピーク値を抑えるように電圧のデューティは制限され、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。

【0016】

上記（３）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、相切替後にリラクタンストルクが減少するのを補うように電流を増加させてマグネットトルクを増大させることができる。これにより、総トルクが減少するのを防止でき、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。

【0017】

上記（４）の構成のブラシレスモータ制御装置によれば、進角制御部の制御により、電流の相切替を適切なタイミングで行うことができる。すなわち、コイルのインダクタンスの影響を考慮し、相切替基準位置に対して実際に流れる電流のタイミングが遅れないように制御できる。また、立ち上がり制御部により相切替時の電流のピーク値を抑え、相切替後のタイミングで総トルクが過大になることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。また、立ち上がり制御部および立ち下がり制御部により、立ち下がり時の電流の減少を抑えることができ、相切替の際に電流波形が非対称になる。これにより、相切替前のタイミングではコギングトルクとマグネットトルクの総トルクが過少となることを抑制し、相切替後にはリラクタンストルクとマグネットトルクの総トルクが過大となることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。

【0018】

上記（５）の構成のブラシレスモータ制御装置によれば、相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを最大にすることで、切替前の電流を急峻に減らし、相切替を素早く行うことができる。また、デューティの最大化は一時的なものであり、相切替が完了した後は、電流のピーク値を抑えるように電圧のデューティは制限され、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。

【発明の効果】

【0019】

本発明のブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置によれば、コギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減し、騒音を低減することができる。

【0020】

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】図１は、本発明の実施形態におけるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。

【図2】図２は、図１のモータ制御装置の動作例を示すタイムチャートである。

【図3】図３は、単相直流モータの動作例－１を示す状態遷移図である。

【図4】図４は、単相直流モータの動作例－２を示す状態遷移図である。

【図5】図５は、単相直流モータの動作例－３を示す状態遷移図である。

【図6】図６（ａ）及び図６（ｂ）は、図１のモータ制御装置における動作特性を表すグラフであり、図６（ａ）は位置とコイルにかかる平均電圧の対応関係を示し、図６（ｂ）は位置とトルク及び電流の対応関係を示す。

【図7】図７は、図１のモータ制御装置におけるトルク変化と、従来の制御におけるトルク変化とを対比して表すグラフである。

【図8】図８（ａ）、及び図８（ｂ）は、それぞれ図１のモータ制御装置の制御、及び従来の制御における振動特性を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0022】

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

【0023】

＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本発明の実施形態におけるモータ制御装置１０の構成例を示すブロック図である。
図１に示したモータ制御装置１０が駆動するモータ１８は、単相直流ブラシレスモータであり、例えば冷却用ファンなどの駆動源として利用される。

【0024】

モータ制御装置１０は、モータ１８の回転子の回転位置変化に合わせて、印加する電圧を適切なタイミングで切り替える必要がある。また、モータ制御装置１０は、モータ１８におけるトルク脈動を低減するため、モータ１８に与える電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）で制御して電圧や電流を精密に制御する機能を有している。

【0025】

図１に示すように、モータ制御装置１０は、ホール素子１１、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、１５、駆動回路１６、及びインバータ１７を備えている。なお、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、１５、駆動回路１６等の制御要素については、専用の論理回路で構成することもできるし、コンピュータとそれが実行するソフトウェアとの組み合わせで実現することもできる。

【0026】

ホール素子１１は、モータ１８の固定子側の所定位置に固定され、回転子が相切替に関連する所定の基準位置に存在することを検知できる。ホール素子１１は、その検知結果を表す信号ＳＧ１を出力する。

【0027】

相切替時間計測部１２は、ホール素子１１が出力する信号ＳＧ１に基づいて、相切替の時間を計測する機能を有している。

【0028】

進角制御部１３は、相切替時間計測部１２が出力する信号ＳＧ２に基づいて、より適切な早いタイミング（手前側の電気角）で相切替を実施するための信号ＳＧ３を生成する。すなわち、モータ１８内部のコイルのインダクタンスの影響により、実際に流れる電流は、印加した電圧に対して遅れて変化する。そこで、相切替基準位置のタイミングを表す信号ＳＧ２よりも早いタイミングで切り替わる信号ＳＧ３でモータ１８の印加電圧を切り替えることにより、相切替が必要なタイミングで電流を素早く切り替える進角制御が可能になる。

【0029】

モータ制御装置１０は、互いに独立した２系統のＰＷＭ生成部１４、１５を有している。一方のＰＷＭ生成部１４は、信号ＳＧ３のタイミングに基づいて、モータ１８の相切替後の通電制御で使用するＰＷＭ信号を信号ＳＧ４として生成する。他方のＰＷＭ生成部１５は、信号ＳＧ３のタイミングに基づいて、モータ１８の相切替前の通電制御で使用するＰＷＭ信号を信号ＳＧ５として生成する。

【0030】

駆動回路１６は、ＰＷＭ生成部１４、１５の出力から与えられる２系統の信号ＳＧ４、ＳＧ５に基づいて、インバータ１７を駆動するために必要な４系統の信号をそれぞれ生成する。

【0031】

インバータ１７は、モータ１８内部の単相のコイルの通電のオンオフ及び通電方向を制御するためのドライバ回路であり、独立した４つのトランジスタ１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、及び１７ｄを備えている。２つのトランジスタ１７ａ、１７ｃの直列回路が電源ライン２１とアースライン２２との間に接続されており、トランジスタ１７ａ、１７ｃの接続点が、出力ライン２３を介してモータ１８のコイルの一端と接続されている。また、トランジスタ１７ｂ、１７ｄの直列回路が電源ライン２１とアースライン２２との間に接続してあり、トランジスタ１７ｂ、１７ｄの接続点が、出力ライン２４を介してモータ１８のコイルの他端と接続されている。

【0032】

したがって、トランジスタ１７ａ、及び１７ｄがオン、トランジスタ１７ｂ、及び１７ｃがオフの状態で、モータ１８のコイルに順方向に電流を流すことができる。つまり、電源ライン２１から、トランジスタ１７ａ、出力ライン２３、モータ１８内のコイル、出力ライン２４、トランジスタ１７ｄ、アースライン２２の経路で電流が流れる。

【0033】

また、トランジスタ１７ｂ、及び１７ｃがオン、トランジスタ１７ａ、及び１７ｄがオフの状態で、モータ１８のコイルに逆方向に電流を流すことができる。つまり、電源ライン２１から、トランジスタ１７ｂ、出力ライン２４、モータ１８内のコイル、出力ライン２３、トランジスタ１７ｃ、アースライン２２の経路で電流が流れる。

【0034】

上記２種類の状態を回転位置に応じて適切なタイミングで周期的に切り替えることにより、つまり単相のコイルに流れる電流の相切替により、モータ１８の回転子を連続的に回転駆動することができる。

【0035】

駆動回路１６は、モータ１８の駆動時に発生する機械振動を減らすために、モータ１８に加わるトルク脈動を低減するように、信号ＳＧ４、ＳＧ５を利用してインバータ１７に与える信号を最適化する。具体的な制御の内容については後述する。

【0036】

＜動作例：タイムチャート＞
図２は、図１のモータ制御装置１０の動作例を示すタイムチャートである。図２中の横軸は、時間及び電気角の変化を表している。

【0037】

図２に示した各信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４、及びＳＧ５は、それぞれ図１に示したホール素子１１、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、及び１５から出力される。また、出力信号ＳＧ７Ａは、モータ１８のコイルに順方向に電流を流す時の電圧波形を表し、出力信号ＳＧ７Ｂは、モータ１８のコイルに逆方向に電流を流す時の電圧波形を表す。

【0038】

図２に示すように、モータ１８の回転子の回転位置が予め定めた各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・になるときに、ホール素子１１の検出状態が切り替わり信号ＳＧ１が変化する。

【0039】

相切替時間計測部１２は、各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・で二値状態が交互に切り替わる信号ＳＧ２を生成する。

【0040】

進角制御部１３により生成される信号ＳＧ３は、相切替時間計測部１２が出力する信号ＳＧ２に対して位相を手前側に少しずらした状態で現れる。つまり、モータ１８のコイルに流れる電流の波形がインダクタンスの影響で電圧に対して遅延する分だけ、各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・に対して位相が手前にずれた位置で、信号ＳＧ３の状態が切り替わる。

【0041】

ＰＷＭ生成部１４により生成される信号ＳＧ４は、図２に示すように、相切替後の各区間ＲＡにおいて、オンデューティが可変のＰＷＭ信号が現れる。区間ＲＡは、通電開始後の一定期間の間、電流のピーク値を抑えるために設けられるＰＷＭ制御区間である。すなわち、ＰＷＭ信号のオンデューティを調整し、電流のピーク値を抑えるように制御する。相切替時点から電流波形の立ち上がり所要時間が経過すると区間ＲＡは終了する。

【0042】

一方、ＰＷＭ生成部１５が生成する信号ＳＧ５については、図２に示すように、相切替前の各区間ＲＢにおいて、オンデューティが可変のＰＷＭ信号が現れる。区間ＲＢは、通電終了時の電流波形の立ち下がり速度を緩やかにするためにソフトスイッチング制御される区間である。すなわち、ＰＷＭ信号によりモータ１８への印加電圧のオンオフを繰り返し、電流波形の立ち下がりが緩やかになるよう制御する。区間ＲＢの長さは、相切替時の電流により発生するコイルの振動が大きい場合には電流波形の立ち下がりがより緩やかになるように長めに設定される。

【0043】

なお、本発明の制御を実施する際には、電流波形の立ち下がり制御のための区間ＲＢのソフトスイッチング制御は必ずしも必要ではなく、通電開始後の電流波形の立ち上がり時の一定期間の区間ＲＡが重要である。また、図２では区間ＲＡと、区間ＲＢとの両方で波形制御を行う場合には、区間ＲＢの長さが区間ＲＡの長さよりも短くなるように設定されているが、この例に限らず、電流波形の立ち下がりと立ち上がりとが非対称に制御されるように設定すればよい。

【0044】

一方、図２に示した各出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂにおいて、各区間ＲＡ２のＰＷＭ信号は、信号ＳＧ４の区間ＲＡと同じオンデューティとなっている。更に、各出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂにおいて、各区間ＲＢ２は、信号ＳＧ５の区間ＲＢと同じオンデューティとなっている。

【0045】

また、出力信号ＳＧ７Ａによりモータ１８のコイルに順方向の電流を流す状態と、出力信号ＳＧ７Ｂにより逆方向に電流を流す状態とが切り替わる相切替のタイミングにおいて、急峻な電流変化による振動があまり問題とならない場合には区間ＲＢでのソフトスイッチング制御は不要である。一方、問題となる場合には出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂを連続的に変化させ、緩やかな電流変化を発生させるとよい。

【0046】

＜一般的な単相直流モータの動作例＞
一般的な単相直流モータにおける動作例を図３～図５にそれぞれ示す。
＜動作例－１＞
図３に示したモータ１８は、円環状の回転子１８ａが外側に配置され、その内側に固定子１８ｂが配置されている。回転子１８ａは、円周方向にＮ極とＳ極とが交互に形成された複数の永久磁石を形成している。固定子１８ｂは、複数の固定子コア１８ｃとそれに巻回された複数のコイル１８ｄとを有している。各コイル１８ｄが通電されることにより、固定子１８ｂ上に電磁石が形成される。また、回転子１８ａの回転位置を検知するためにその近傍にホール素子１１が設置されている。

【0047】

各コイル１８ｄの通電により、図３中のモータ１８の状態で各電磁石のＮ極、Ｓ極を形成すると、回転子１８ａは図３中で反時計回りに回転し、モータ１８Ｂの状態に遷移し、更に、回転子１８ａが反時計回りに回転してモータ１８Ｃの状態になる。

【0048】

図３中でモータ１８Ｃの状態から更に反時計回りに回転してモータ１８Ｄの状態に遷移すると、ホール素子１１が磁極の切り替わりを検知するため、相切替のタイミングになり、各コイル１８ｄの通電が一時的に停止する。これにより、各電磁石の磁極も一時的に消滅する。この後で、モータ１８の状態と逆方向に各コイル１８ｄに通電すると、回転子１８ａが更に反時計回りに回転してモータ１８Ｅの状態に遷移する。

【0049】

上記のようなコイル１８ｄの通電制御を、図１に示したモータ制御装置１０が実施することにより、回転子１８ａを連続的に回転駆動することができる。

【0050】

＜動作例－２＞
図４に示したモータ５０の構成においては、固定子コア５０ｃの断面形状が円周方向に対して対称になっている。

【0051】

図４において、中央のモータ５０の状態では、回転子５０ａが相切替位置に停止し、永久磁石のＮ極／Ｓ極の境界位置にホール素子１１が対向している。このモータ５０の状態で、固定子５０ｂのコイルに通電すると、回転子５０ａが反時計回りに回転してモータ５０Ａの状態になる場合と、時計回りに回転してモータ５０Ｂの状態になる場合との両方の可能性がある。

【0052】

実際には、中央のモータ５０の状態で停止している位置のオフセットしだいで、モータ５０の回転方向が決まり、モータ５０Ａの状態、又はモータ５０Ｂの状態に遷移する。したがって、図４のモータ５０の場合は、目的の方向と逆の方向にモータ５０が回転してしまう可能性がある。

【0053】

＜動作例－３＞
図５に示したモータ１８は、固定子コア１８ｃと回転子１８ａとの距離が近い部分と遠い部分ができている。回転子１８ａは磁極の中央が最も強く磁化されており、その部分が固定子コア１８ｃと回転子１８ａとの距離が最も短くなるところに引き寄せられる。そのため、図５のモータ１８Ｆのように、回転子１８ａの永久磁石のＮ極／Ｓ極の境界位置にホール素子１１が対向し停止している状態において、コイル１８ｄが無通電であっても反時計回り方向の回転トルク（コギングトルク）が発生する。

【0054】

したがって、図５に示した停止状態のモータ１８Ｆを通電して駆動する場合には、図４に示したモータ５０の場合とは異なり、反時計回りの方向へ確実に回転してモータ１８Ｇの状態に遷移することになる。

【0055】

図１に示したモータ制御装置１０においても、モータ１８の回転方向が確実に決まるように、図５の例と同様に形状が非対称の固定子コア１８ｃを有するモータ１８を駆動する場合を想定している。

【0056】

＜実施形態のモータ制御装置の動作特性＞
図６（ａ）及び図６（ｂ）は、図１のモータ制御装置における動作特性を表すグラフであり、図６（ａ）は位置とコイルにかかる平均電圧の対応関係を示し、図６（ｂ）は位置とトルク及び電流の対応関係を示す。

【0057】

図６（ａ）及び図６（ｂ）において、横軸は回転子１８ａの位置を表す電気角［°］を表す。図６（ａ）の縦軸はコイルにかかる平均電圧ＶＯ［Ｖ］、図６（ｂ）の縦軸はトルク［Ｎ・ｍ］及び電流［Ａ］をそれぞれ表す。

【0058】

図６（ａ）に示すように、回転子１８ａの回転位置の変化に伴って、電磁誘導による誘起電圧Ｖｘが発生する。また、図６（ａ）及び図６（ｂ）中の横軸０°、１８０°、３６０°の位置は、図２中の相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・に相当する。つまり、モータ１８を回転駆動する場合には回転子１８ａのＮ極／Ｓ極の境界にホール素子１１が対向している状態で、コイル１８ｄの通電方向を切り替えるための相切替を実施する必要がある。

【0059】

但し、コイル１８ｄのインダクタンスの影響で、印加電圧に対して電流の変化が遅れるので、モータ制御装置１０の進角制御部１３は進角制御（Ｃ１）を実施する。つまり、駆動回路１６及びインバータ１７が各相切替位置よりも少し手前の位置にある進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１で印加電圧を順方向（＋）から逆方向（－）に切り替えて、各相切替位置で電流の方向が切り替わるように制御する。各位置ＰＡ、ＰＢと進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１との位相差は、ＰＷＭ生成部１４により決定される。

【0060】

また、モータ制御装置１０のＰＷＭ生成部１４、１５、及び駆動回路１６は、各進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１で切替前の電流が急峻に減るような制御Ｃ２を行う。具体的にはＰＷＭ信号のデューティを一時的に最大（１００％）に定める。

【0061】

例えば、モータ１８のコイル１８ｄに印加される平均電圧ＶＯは、図６（ａ）中の進角制御位置ＰＡ１でプラス２４［Ｖ］（順方向電圧）からマイナス２４［Ｖ］（逆方向電圧）に切り替わり、進角制御位置ＰＢ１ではマイナス２４［Ｖ］からプラス２４［Ｖ］に切り替わる。

【0062】

相切替の直前にはコイル１８ｄが大きなエネルギーを蓄積しているので、インバータ１７が電圧の印加を停止しても電流の大きさはゆっくりと低下する。しかし、制御Ｃ２により相切替時にＰＷＭ信号のデューティを一時的に最大にすることで、逆方向の大きなエネルギーを与えることになり、コイル１８ｄが蓄積したエネルギーを素早く放出することができ、コイル１８ｄに流れる電流が急峻に低下するように制御できる。

【0063】

各位置ＰＡ、ＰＢのタイミングでは、総トルクが過大となることを防ぐために、ここから制御Ｃ３を開始して通電の立ち上がり制御を行う。すなわち、図２に示した信号ＳＧ４の区間ＲＡに相当するＰＷＭ信号を用いて電流のピーク値を抑える制御を行う。この区間ＲＡにおけるＰＷＭ信号のデューティは、総トルクの脈動を減少させる値に調整される。これにより、例えば図６（ａ）のように平均電圧ＶＯが１０［Ｖ］程度まで下がる。

【0064】

区間ＲＡが終了し、電流波形の立ち上がりが完了した後は、制御Ｃ４を実行する。制御Ｃ４では、モータ１８の駆動トルクが低下するのを防ぐために、ＰＷＭ信号のデューティを例えば最大値に定めてこの状態を維持する。

【0065】

なお、図６（ａ）に示した例では、制御Ｃ４においてＰＷＭ信号のデューティを最大値に維持しているので、相切替前の電流波形の立ち下がり、すなわち区間ＲＢではソフトスイッチングを行っていない。

【0066】

駆動回路１６は、区間ＲＢで、ＰＷＭ生成部１５が出力するＰＷＭ信号ＳＧ５を用いてソフトスイッチングを行ってもよい。例えば、相切り替え時の電流が急峻すぎるためにコイルで発生する振動が大きい場合は、ソフトスイッチングを行う方がよい。この場合でも、コイル１８ｄに流れる電流の波形は、立ち下がりと立ち上がりとが非対称になるよう制御される。

【0067】

一方、図６（ｂ）中に示した出力電流Ｉｏｕｔは、回転子１８ａの各位置におけるモータ１８のコイル１８ｄに流れる電流を示している。また、回転に伴ってモータ１８に発生するコギングトルクＴｃと、出力電流Ｉｏｕｔに応じて発生するマグネットトルクとの和が総トルクＴｔとして図６（ｂ）中に示されている。

【0068】

つまり、図６（ａ）に示した例のようにモータ制御装置１０が平均電圧ＶＯを非対称に制御した場合に、図６（ｂ）のように総トルクＴｔが変化する。ここで、総トルクＴｔの脈動を小さくすることで、駆動時にモータ１８が発生する機械振動や騒音を低減できると考えられる。

【0069】

図６（ｂ）に示すように、コギングトルクＴｃは回転子１８ａの回転に伴って正弦波状に変動する。また、図６（ａ）に示した制御Ｃ１、Ｃ２により、図６（ｂ）中の出力電流Ｉｏｕｔは、位置ＰＡの手前の進角制御位置ＰＡ１から急峻に低下して、位置ＰＡで方向（極性）が切り替わる。また、位置ＰＡで出力電流Ｉｏｕｔの方向が切り替わった後は、制御Ｃ３で電流のピーク値を抑える制御を行い、総トルクＴｔが過大となることを抑制する。また、位置ＰＡ２になるとオンデューティを可変するＰＷＭ制御を終了して制御Ｃ４に移行するので、出力電流Ｉｏｕｔは進角制御位置ＰＢ１まで比較的に緩やかに増大し、コギングトルクの減少を補うようにマグネットトルクを強める。

【0070】

出力電流Ｉｏｕｔの波形を上記のように制御することにより、モータ１８が回転する際に発生する総トルクＴｔは、図６（ｂ）に示すように脈動幅が小さい波形に制御される。

【0071】

＜実施形態と従来とのトルク変化の対比＞
図７は、図１のモータ制御装置１０におけるトルクＴｔの変化と、従来の制御におけるトルク変化とを対比して表すグラフである。図７において、横軸は回転位置の電気角［°］を表し、縦軸はトルク［ｍＮ・ｍ］を表す。

【0072】

図７において、「従来の制御」は、例えば特許文献１で示されている制御のように、相切替の前後でソフトスイッチングを適用した制御に相当する。

【0073】

図７に示すように、従来トルクは変動幅が０．７［ｍＮ・ｍ］程度であるのに対し、実施形態のモータ制御装置１０における総トルクＴｔの変動幅は０．３５［ｍＮ・ｍ］程度まで低減されている。

【0074】

＜モータの振動特性の対比＞
図１のモータ制御装置１０の制御、及び従来の制御における振動特性を図８（ａ）及び図８（ｂ）にそれぞれ示す。図８（ａ）及び図８（ｂ）は、トルクの計測に替えて３軸方向の振動をそれぞれ計測した結果を表している。

【0075】

図８（ｂ）の内容に相当する「従来の制御」は、例えば特許文献２の図４に示されている制御のように、相切替の前後でソフトスイッチングを適用した場合に相当する。

【0076】

実用的には、相切替のタイミングの０［°］から２５［°］程度までの範囲、つまり図８（ｂ）中の領域ＡＲの区間の振動を低減することが重要であるが、図８（ａ）中の３軸の振動パワーは、図８（ｂ）中の領域ＡＲの区間と比べて大幅に低減されていることが分かる。

【0077】

＜実施形態のモータ制御装置の利点＞
図１に示したモータ制御装置１０においては、図６（ａ）に示すように各相切替位置の手前の進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１から位置ＰＡ、ＰＢまでの範囲で制御Ｃ１、Ｃ２を行うので、図６（ｂ）のように出力電流Ｉｏｕｔを急峻に低下させて、相切替前の総トルクＴｔが過少になることを抑制することができる。また、図６（ａ）に示すように各位置ＰＡ、ＰＢの後で制御Ｃ３を行い、ＰＷＭ信号のデューティを調整して電流のピーク値を抑え、相切替後の総トルクＴｔが過大になることを抑制することができる。更に、位置ＰＡ２の後で、図６（ａ）のように制御Ｃ４を行い、ＰＷＭ信号のデューティを最大化するので、総トルクＴｔの低下を防止できる。

【0078】

つまり、図６（ｂ）に示すコギングトルクＴｃの変動を考慮した場合の総トルクＴｔにおける脈動幅が小さくなるように、出力電流Ｉｏｕｔの波形を適切に制御することができる。いずれにしても、図６（ａ）のように、相切替の前後のタイミングにおいて出力電流Ｉｏｕｔとコイルにかかる平均電圧の波形の立ち下がりと立ち上がりとが非対称になるように制御することか不可欠である。つまり、図６（ａ）の制御Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４により、モータ１８の駆動時に発生する振動及び騒音を低減できる。

【0079】

以上のように、本発明の実施形態に係るブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置によれば、リラクタンスコギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減することができる。

【符号の説明】

【0080】

１０ モータ制御装置
１１ ホール素子
１２ 相切替時間計測部
１３ 進角制御部
１４，１５ ＰＷＭ生成部
１６ 駆動回路
１７ インバータ
１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ トランジスタ
１８，１８Ｂ，１８Ｃ，１８Ｄ，１８Ｅ モータ
１８ａ 回転子
１８ｂ 固定子
１８ｃ 固定子コア
１８ｄ コイル
２１ 電源ライン
２２ アースライン
２３，２４ 出力ライン
５０，５０Ａ，５０Ｂ モータ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ 制御
Ｉｏｕｔ 出力電流
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 相切替位置
ＰＡ，ＰＢ 制御Ｃ３開始位置
ＰＡ１，ＰＢ１ 進角制御位置
ＰＡ２ 制御Ｃ４開始位置
ＳＧ１，ＳＧ２，ＳＧ３，ＳＧ４，ＳＧ５ 信号
ＳＧ７Ａ，ＳＧ７Ｂ 出力信号
Ｔｔ 総トルク
Ｔｃ コギングトルク
ＲＡ，ＲＡ２，ＲＢ，ＲＢ２ ＰＷＭ制御区間
ＶＯ 平均電圧
Ｖｘ 誘起電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】