特開 2022-98516 直交変調送信機

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022098516

(43)【公開日】2022-07-04

(54)【発明の名称】直交変調送信機

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/36 20060101AFI20220627BHJP

   H03D 7/12 20060101ALI20220627BHJP

   H03D 7/00 20060101ALI20220627BHJP

   H04B 1/04 20060101ALI20220627BHJP

【ＦＩ】

H04L27/36

H03D7/12 C

H03D7/00 D

H04B1/04 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020211923

(22)【出願日】2020-12-22

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和元年度、総務省、電波資源拡大のための研究開発「集積電子デバイスによる大容量映像の非圧縮低電力無線伝送技術の研究開発」委託研究、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願

(71)【出願人】

【識別番号】504136568

【氏名又は名称】国立大学法人広島大学

(74)【代理人】

【識別番号】100163186

【弁理士】

【氏名又は名称】松永 裕吉

(72)【発明者】

【氏名】李 尚曄

(72)【発明者】

【氏名】藤島 実

【テーマコード（参考）】

5K060

【Ｆターム（参考）】

5K060CC04

5K060EE05

5K060FF06

5K060HH01

5K060HH25

5K060KK03

(57)【要約】

【課題】高周波数帯で線形性およびＳＮＲに優れた直交変調送信機を提供する。
【解決手段】直交変調送信機１０は、正相ＢＢ_Ｉ信号と平衡ＬＯ信号とを混合するハーモニックミキサ（ＨＭＸ）１４_１と、正相ＢＢ_Ｑ信号と４５度ずれ平衡ＬＯ信号とを混合するＨＭＸ１４_２と、逆相ＢＢ_Ｉ信号と９０度ずれ平衡ＬＯ信号とを混合するＨＭＸ１４_３と、逆相ＢＢ_Ｑ信号と１３５度ずれ平衡ＬＯ信号とを混合するＨＭＸ１４_４と、全周長が（４ｎ＋３）λ／２の環状伝送線路１５１を有する電力結合器１５とを備え、環状伝送線路１５１において、平衡アンテナ１００が接続される第１のポートからλ／４離れた位置にＨＭＸ１４_１の出力およびＨＭＸ１４_３の出力がλ間隔で接続され、平衡アンテナ１００が接続される第２のポートからλ／４離れた位置にＨＭＸ１４_２の出力およびＨＭＸ１４_４の出力がλ間隔で接続されている。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

正相ベースバンドＩ信号と第１の平衡ＬＯ信号とを混合する第１のハーモニックミキサと、
正相ベースバンドＱ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から４５度位相のずれた第２の平衡ＬＯ信号とを混合する第２のハーモニックミキサと、
逆相ベースバンドＩ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から９０度位相のずれた第３の平衡ＬＯ信号とを混合する第３のハーモニックミキサと、
逆相ベースバンドＱ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から１３５度位相のずれた第４の平衡ＬＯ信号とを混合する第４のハーモニックミキサと、
全周長が（４ｎ＋３）λ／２（ただし、ｎは自然数、λは平衡ＬＯ信号の２逓倍信号の波長である。）の環状伝送線路を有する電力結合器とを備え、
前記環状伝送線路において、平衡アンテナが接続される第１のポートからλ／４離れた位置に前記第１のハーモニックミキサの出力および前記第３のハーモニックミキサの出力がλ間隔で接続され、前記平衡アンテナが接続される第２のポートからλ／４離れた位置に前記第２のハーモニックミキサの出力および前記第４のハーモニックミキサの出力がλ間隔で接続されている
ことを特徴とする直交変調送信機。

【請求項2】

前記ハーモニックミキサが、入力される平衡ＬＯ信号を２逓倍する周波数ダブラを有し、前記周波数ダブラが生成する２逓倍ＬＯ信号と入力されるベースバンド信号とを混合するように構成されている、請求項１に記載の直交変調送信機。

【請求項3】

前記周波数ダブラが、ドレインどうしが接続された二つのトランジスタと、前記二つのトランジスタの共通ドレインに接続されたＲＦバンドパスフィルタとを有し、
前記二つのトランジスタの各ソースにＲＦ共振器とローパスフィルタとが接続されており、
前記二つのトランジスタのゲートに前記平衡ＬＯ信号が入力され、
前記ローパスフィルタに前記ベースバンド信号が入力され、
前記ＲＦバンドパスフィルタからＲＦ信号が出力される、請求項２に記載の直交変調送信機。

【請求項4】

直交振幅変調信号を出力する、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の直交変調送信機。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直交変調送信機に関し、特に、高周波数帯の多値ＱＡＭ通信に好適な直交変調送信機に関する。

【背景技術】

【0002】

テラヘルツ帯、特に３００ＧＨｚ帯は数十ＧＨｚ以上の広い周波数帯域が利用できることから、より大容量のデータの高速伝送ができる次世帯通信の一つとの候補として注目されている。ところが、ＣＭＯＳプロセスでの最大周波数は高々２００ＧＨｚ台後半であることから、３００ＧＨｚ帯の送信機をＣＭＯＳプロセスで実現するのは困難である。そこで、ＣＭＯＳプロセスの送信機は、ミキサ（一例として周波数ダブラやトリプラなどの周波数逓倍ミキサ）を最終段に配置し、ベースバンド信号をＬＯ（Local Oscillation）信号でアップコンバートして得られたＩＦ（Intermediate Frequency）信号を最終段のミキサで周波数逓倍してＲＦ（Radio Frequency）信号にして出力するといったミキサラスト構成にされる（例えば、下記特許文献１および非特許文献１を参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】国際公開２０２０／１１０８１４

【非特許文献】

【0004】

【非特許文献1】S. Lee et al., “An 80-Gb/s 300-GHz-Band Single-Chip CMOS Transceiver,” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.54, NO. 12, DECEMBER 2019

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

上記非特許文献１に開示されたような、周波数逓倍ミキサを最終段に配置した構成の送信機ではＩＦ信号をドライバアンプで十分に増幅して周波数逓倍ミキサに入力する必要があるが、ＩＦ信号の周波数が高いためドライバアンプが飽和しやすいという問題がある。ドライバアンプが飽和するとミキサ出力信号が歪んで線形性が崩れてしまい、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の利用が困難となる。

【0006】

また、上記特許文献１の送信機は周波数ダブラにおいて発生するＩＦ^２信号成分を電力結合器でキャンセルするように設計されているが、３００ＧＨｚ帯の高周波数帯となると各周波数ダブラから出力される信号に位相ミスマッチが生じてＩＦ^２信号成分が十分にキャンセルしきれなくなる。このため、ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）が悪化するおそれがある。

【0007】

上記問題に鑑み、本発明は、高周波数帯で線形性およびＳＮＲに優れた直交変調送信機を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の一局面に従った直交変調送信機は、正相ベースバンドＩ信号と第１の平衡ＬＯ信号とを混合する第１のハーモニックミキサと、正相ベースバンドＱ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から４５度位相のずれた第２の平衡ＬＯ信号とを混合する第２のハーモニックミキサと、逆相ベースバンドＩ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から９０度位相のずれた第３の平衡ＬＯ信号とを混合する第３のハーモニックミキサと、逆相ベースバンドＱ信号と前記第１の平衡ＬＯ信号から１３５度位相のずれた第４の平衡ＬＯ信号とを混合する第４のハーモニックミキサと、全周長が（４ｎ＋３）λ／２（ただし、ｎは自然数、λは平衡ＬＯ信号の２逓倍信号の波長である。）の環状伝送線路を有する電力結合器とを備え、前記環状伝送線路において、平衡アンテナが接続される第１のポートからλ／４離れた位置に前記第１のハーモニックミキサの出力および前記第３のハーモニックミキサの出力がλ間隔で接続され、前記平衡アンテナが接続される第２のポートからλ／４離れた位置に前記第２のハーモニックミキサの出力および前記第４のハーモニックミキサの出力がλ間隔で接続されているものである。

【発明の効果】

【0009】

本発明によると、高周波数帯で線形性およびＳＮＲに優れた性能を発揮することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】本発明の一実施形態に係る直交変調送信機の構成図

【図2】電力結合器に接続される各種信号を説明する図

【図3】一例に係るハーモニックミキサの要部回路図

【図4】平衡アンテナが接続されるポートの出力パワースペクトル図

【図5】平衡アンテナが接続されるポートから出力される各種信号成分のパワーを示すグラフ

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。なお、発明者は、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。また、図面に描かれた各部材の寸法、細部の詳細形状などは実際のものとは異なることがある。

【0012】

≪直交変調送信機の構成例≫
図１は、本発明の一実施形態に係る直交変調送信機１０の構成図である。直交変調送信機１０は、ＣＭＯＳプロセスによりシリコン基板上に実装されるオンチップ送信機であり、概して、ＬＯ回路１１、４つのドライバアンプ１３_１、１３_２、１３_３、１３_４、４つのハーモニックミキサ（以下、ＨＭＸと称する。）１４_１、１４_２、１４_３、１４_４、および電力結合器１５を備えている。

【0013】

ＬＯ回路１１は、４５度ずつ位相がずれた計８つのＬＯ信号を生成する回路要素である。便宜上、これら８つのＬＯ信号をＬＯ_０、ＬＯ_４５、ＬＯ_９０、ＬＯ_１３５、ＬＯ_１８０、ＬＯ_２２５、ＬＯ_２７０、およびＬＯ_３１５と表記する。なお、添字は位相を表す。以下、ＬＯ信号を個別に参照する場合には添字付きで参照し、総括的に参照する場合には添字なしで参照するものとする。

【0014】

一例として、ＬＯ回路１１によって生成されるＬＯ信号の周波数は１３０ＧＨｚ帯である。このような高周波ＬＯ信号は、例えば、４３～４４ＧＨｚ程度の原ＬＯ信号を図略の周波数トリプラで３逓倍することで生成することができる。そして、３逓倍して得られたＬＯ_０を図略の位相シフタで４５度ずつ位相をずらすことで他の７つの位相のＬＯ信号を生成することができる。

【0015】

４つのドライバアンプ１３_１、１３_２、１３_３、１３_４は、平衡ＬＯ信号を増幅する回路要素であり、いずれも同じ回路構成をしている。以下、これらを個別に参照する場合には添字付きで参照し、総括的に参照する場合には添字なしで参照するものとする。

【0016】

ドライバアンプ１３_１は、ＬＯ_０，ＬＯ_１８０からなる第１の平衡ＬＯ信号を増幅する。ドライバアンプ１３_２は、ＬＯ_４５，ＬＯ_２２５からなる第２の平衡ＬＯ信号を増幅する。ドライバアンプ１３_３は、ＬＯ_９０，ＬＯ_２７０からなる第３の平衡ＬＯ信号を増幅する。ドライバアンプ１３_４は、ＬＯ_１３５，ＬＯ_３１５からなる第４の平衡ＬＯ信号を増幅する。

【0017】

４つのＨＭＸ１４_１、１４_２、１４_３、１４_４は、直交変調送信機１０に入力される直交ベースバンド信号と、ＬＯ回路１１で生成されドライバアンプ１３で増幅された平衡ＬＯ信号とを混合する回路要素であり、いずれも同じ回路構成をしている。以下、これらを個別に参照する場合には添字付きで参照し、総括的に参照する場合には添字なしで参照するものとする。

【0018】

ＨＭＸ１４_１は、正相ベースバンドＩ信号ＢＢ_Ｉとドライバアンプ１３_１で増幅されたＬＯ_０，ＬＯ_１８０からなる第１の平衡ＬＯ信号を受けてこれら信号を混合する。ＨＭＸ１４_２は、正相ベースバンドＱ信号ＢＢ_Ｑとドライバアンプ１３_２で増幅されたＬＯ_４５，ＬＯ_２２５からなる第２の平衡ＬＯ信号を受けてこれら信号を混合する。ＨＭＸ１４_３は、逆相ベースバンドＩ信号ＢＢ_Ｉバーとドライバアンプ１４_３で増幅されたＬＯ_９０，ＬＯ_２７０からなる第３の平衡ＬＯ信号を受けてこれら信号を混合する。ＨＭＸ１４_４は、逆相ベースバンドＱ信号ＢＢ_Ｑバーとドライバアンプ１３_４で増幅されたＬＯ_１３５，ＬＯ_３１５からなる第４の平衡ＬＯ信号を受けてこれら信号を混合する。一例として、ベースバンドＩ信号およびＱ信号の周波数は１０ＧＨｚ帯以下である。

【0019】

電力結合器１５は、伝送線路を環状にした、全周長が７λ／２の環状伝送線路１５１で構成される回路要素であり、ラットレース回路とも呼ばれる。ここで、λは平衡ＬＯ信号の２逓倍信号の波長である。一例として、２逓倍信号の周波数は２６０ＧＨｚ帯である。便宜上、この２逓倍信号をＬＯ^２と表す。

【0020】

環状伝送線路１５１には平衡アンテナ１００が接続されるポートが２つある。便宜上、平衡アンテナ１００が接続されるポートをΔポートと称する。２つのΔポートの間隔はλ／２である。平衡アンテナ１００はオンチップアンテナまたは外部アンテナのいずれでもよい。

【0021】

さらに、環状伝送線路１５１において、平衡アンテナ１００が接続される一方のΔポート（図１の例では左側のΔポート）からλ／４離れた位置にＨＭＸ１４_１の出力が接続され、そこからさらにλ離れた位置にＨＭＸ１４_３の出力が接続されている。また、環状伝送線路１５１において、平衡アンテナ１００が接続される他方のポート（図１の例では右側のΔポート）からλ／４離れた位置にＨＭＸ１４_２の出力が接続され、そこからさらにλ離れた位置にＨＭＸ１４_４の出力が接続されている。環状伝送線路１５１上でＨＭＸ１４_３の出力の接続点とＨＭＸ１４_４の出力の接続点との間隔はλ／２である。

【0022】

環状伝送線路１５１上でＨＭＸ１４_３の出力の接続点とＨＭＸ１４_４の出力の接続点との中間点にポート（便宜上、Σポートと称する。）があるが、このΣポートはΔポートの出力を最大化するキャリブレーションのための観測ポートとして用いられる。なお、このキャリブレーションについては本発明者による特願２０２０－１６１７１８に詳しい記載があるのでそちらを参照されたい。

【0023】

図２は、電力結合器１５に接続される各種信号を説明する図である。ＨＭＸ１４が周波数トリプラのように振る舞うことで、電力結合器１５に、各ＨＭＸ１４から（ＬＯ_θ＋ＢＢ_Ｘ）^３を展開した信号成分が入力される。ただし、ＬＯ_θは位相θの平衡ＬＯ信号、ＢＢ_ＸはベースバンドＩ信号またはベースバンドＱ信号のいずれかを表す。さらに、電力結合器１５には各ＨＭＸ１４から平衡ＬＯ信号の２逓倍信号成分ＬＯ_θ ^２も入力される。このうち、ＢＢ_Ｘの１次の項である３（ＬＯ_θ）^２ＢＢ_ＸがΔポートから出力すべき所望成分であり、残りは不要成分である。

【0024】

ここで、平衡ＬＯ信号における位相θは２逓倍信号ではその２倍相当の２θになることから、ＬＯ_０ ^２、ＬＯ_４５ ^２、ＬＯ_９０ ^２、ＬＯ_１３５ ^２は、それぞれ、ＬＯ^２ _０、ＬＯ^２ _９０、ＬＯ^２ _１８０、ＬＯ^２ _２７０に相当する。そして、ＬＯ^２ _０とＬＯ^２ _１８０とがλ、すなわち、ＬＯ^２の１波長間隔で接続されているため、これら信号は電力結合器１５上で打ち消し合う。同様にＬＯ^２ _０とＬＯ^２ _１８０も電力結合器１５上で打ち消し合う。このように、不要成分のうち平衡ＬＯ信号の２逓倍信号ＬＯ^２は電力結合器１５においてキャンセルされる。

【0025】

ベースバンド信号の３次ハーモニックＢＢ_Ｘ ^３の波長は高々数十ＧＨｚであり、λと比較して十分に長い。したがって、電力結合器１５においてＢＢ_Ｉ ^３と（ＢＢ_Ｉバー）^３とが打ち消し合い、ＢＢ_Ｑ ^３と（ＢＢ_Ｑバー）^３とが打ち消し合う。このように、不要成分のうちベースバンド信号の３次ハーモニックＢＢ_Ｘ ^３もまた電力結合器１５においてキャンセルされる。

【0026】

残る不要成分は平衡ＬＯ信号の３次ハーモニックＬＯ_θ ^３と３ＬＯ_θ（ＢＢ_Ｘ）^２であるが、このうちＬＯ_θ ^３は電力結合器１５においてある程度キャンセルされるものの、これらは下記のようにＨＭＸ１４においてキャンセルされ、電力結合器１５には入力されないようになっている。

【0027】

図３は、一例に係るＨＭＸ１４の要部回路図である。ＨＭＸ１４は、ドレインどうしが接続された二つのｎＭＯＳＦＥＴ（以下、トランジスタと称する。）１４１、ＲＦ信号を通過させるＲＦバンドパスフィルタ（以下、ＲＦＢＰＦと称する。）１４２、ベースバンド信号を通過させる二つのローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称する。）１４３、および二つのＲＦ共振器１４４を備えている。二つのトランジスタ１４１のゲートは電圧Ｖ_Ｂでバイアスされ、ドライブアンプ１３から出力される平衡ＬＯ信号がキャパシタ１４５を介して入力される。キャパシタ１４５においてドライブアンプ１３の信号入力側の一端は所定の電圧でバイアスされており、トランジスタ１４１のゲートに入力される信号の振幅中心がプラス側にシフトされる。ＲＦＢＰＦ１４２の一端は二つのトランジスタ１４１の共通ドレインに接続され、他端からＲＦ信号が出力される。より詳細には、ＲＦＢＰＦ１４２はインダクタやキャパシタなどの受動素子で構成される。ＬＰＦ１４３の一端はトランジスタ１４１のソースに接続され、他端にベースバンド信号ＢＢが出力される。より詳細には、ＬＰＦ１４３はインダクタやキャパシタなどの受動素子で構成される。ＲＦ共振器１４４は、一端が接地された抵抗素子（ショートスタブ）およびキャパシタが並列接続されてなるＬＣ回路であり、ＲＦ信号に共振するように特性調整されている。このようにＲＦ共振器１４４がトランジスタ１４１のソースに接続されていることで、ソースから漏れ出るＲＦ信号に対してソースが接地されているように働き、ＲＦ信号がベースバンド信号の入力側に回り込まないようにしている。

【0028】

上記構成において、ドレインどうしが接続された二つのトランジスタ１４１およびその共通ドレインに接続されたＲＦＢＰＦ１４２からなる回路部分は周波数ダブラに相当する。このように、ＨＭＸ１４は、入力される平衡ＬＯ信号を２逓倍する周波数ダブラにＬＰＦ１４３やＲＦ共振器１４４などを付加して構成されている。したがって、平衡ＬＯ信号の奇数次ハーモニック成分はＨＭＸ１４内でキャンセルされて電力結合器１５に入力されないようになっている。

【0029】

≪シミュレーション結果≫
次に、直交変調送信機１０のシミュレーション結果について説明する。図４は、電力結合器１５のΔポート（平衡アンテナ１００が接続されるポート）の出力パワースペクトル図である。ここで、平衡ＬＯ信号の周波数は１３０ＧＨｚ、パワーは１２ｄＢｍであり、入力サイン波信号の周波数は１０ＧＨｚ、パワーは１５ｄＢｍである。この場合、所望成分は２７０ＧＨｚ帯の信号である。図４のグラフからわかるように、２７０ＧＨｚ帯の出力パワーが最大となっており、高ＳＮＲが実現できている。

【0030】

図５は、電力結合器１５のΔポートから出力される各種信号成分のパワーを示すグラフである。横軸は入力サイン波信号のパワー、縦軸は電力結合器１５のΔポートから出力される各種信号成分のパワーである。平衡ＬＯ信号の周波数は１３０ＧＨｚ、パワーは１２ｄＢｍであり、入力サイン波信号の周波数は１０ＧＨｚである。図５のグラフからわかるように、入力信号のパワーに比例して所望信号の出力パワーが変化している。ＬＯ^２リークは電力結合器１５において十分に抑制されるため、入力信号のパワーに関係なくほぼ一定である。イメージ信号は所望信号に対して十分に低く抑えられている。

【0031】

≪効果≫
以上のように、本実施形態に係る直交変調送信機１０は、高周波数帯で線形性およびＳＮＲに優れている。このため、本実施形態に係る直交変調送信機１０を直交振幅変調信号の出力デバイスとして使うことで、高周波数帯域で多値ＱＡＭを使った超高速無線データ通信が可能になる。

【0032】

≪変形例≫
環状伝送線路１５１の全周長は７λ／２に限定されず、さらに長くてもよい。一般化すると、環状伝送線路１５１の全周長は、ｎを自然数として、（４ｎ＋３）／２で表される。

【0033】

環状伝送線路１５１におけるＨＭＸ１４_１とＨＭＸ１４_３の接続位置を入れ替えてもよい。同様に、ＨＭＸ１４_２とＨＭＸ１４_４の接続位置をいれかえてもよい。

【0034】

さらに多くのＨＭＸ１４を電力結合器１５に接続して所望信号のパワーを増強するようにしてもよい。例えば、ＨＭＸ１４_１、１４_２、１４_３、１４_４をそれぞれ２個に増やして計８個のＨＭＸ１４を電力結合器１５に接続してもよい。その場合、全周長が１１λ／２環状伝送線路１５１に、ＨＭＸ１４_１の出力とＨＭＸ１４_３の出力をλ間隔で交互に接続し、ＨＭＸ１４_２の出力とＨＭＸ１４_４の出力をλ間隔で交互に接続すればよい。

【0035】

以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。

【符号の説明】

【0036】

１０ 直交変調送信機
１３ ドライブアンプ
１４_１ ハーモニックミキサ（第１のハーモニックミキサ）
１４_２ ハーモニックミキサ（第２のハーモニックミキサ）
１４_３ ハーモニックミキサ（第３のハーモニックミキサ）
１４_４ ハーモニックミキサ（第４のハーモニックミキサ）
１４１ トランジスタ
１４２ ＲＦバンドパスフィルタ
１４３ ローパスフィルタ
１４４ ＲＦ共振器
１５ 電力結合器
１５１ 環状伝送線路
１００ 平衡アンテナ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】