特開 2023-105473 ３相インバータの制御装置及び制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023105473

(43)【公開日】2023-07-31

(54)【発明の名称】３相インバータの制御装置及び制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20230724BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022006322

(22)【出願日】2022-01-19

(71)【出願人】

【識別番号】301021533

【氏名又は名称】国立研究開発法人産業技術総合研究所

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 伸二

(72)【発明者】

【氏名】山口 大輝

(72)【発明者】

【氏名】八尾 惇

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 弘

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA03Z

5H770HA14Z

5H770KA01Y

(57)【要約】

【課題】コモンモード電位の変動を低減する。
【解決手段】本制御装置は、３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグと第１乃至第３のレッグを補助する第４のレッグとを含む３相インバータを制御する制御装置であって、第１乃至第３のレッグのうち任意の２つのレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、第１乃至第３のレッグのうち上記任意の２つのレッグ以外のレッグと第４のレッグに対して互いに逆相となる第２のＰＷＭ信号を出力する。
【選択図】図６Ａ

【特許請求の範囲】

【請求項1】

３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグと前記第１乃至第３のレッグを補助する第４のレッグとを含む３相インバータを制御する制御装置であって、
前記第１乃至第３のレッグのうち任意の２つのレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、
前記第１乃至第３のレッグのうち前記任意の２つのレッグ以外のレッグと前記第４のレッグに対して互いに逆相となる第２のＰＷＭ信号を出力する
制御装置。

【請求項2】

前記任意の２つのレッグが、位相角の所定範囲毎に変化する
請求項１記載の制御装置。

【請求項3】

位相角に応じた３相分の第１の指令信号を生成する指令信号生成部と、
前記任意の２つのレッグに対応する第１及び第２相の前記第１の指令信号から補正信号を生成する補正信号生成部と、
前記補正信号を前記第１の指令信号の各々に加算して第２の指令信号を生成する加算器と、
前記第１及び第２相以外の相についての前記第２の指令信号と、前記第１相についての前記第２の指令信号とを、キャリア信号とを各々比較することで、第１及び第２のパルス信号を生成する比較器と、
前記第１及び第２のパルス信号に基づき、前記第１のＰＷＭ信号及び前記第２のＰＷＭ信号を生成するパルス発生器と、
を有する請求項１記載の制御装置。

【請求項4】

前記第１及び第２相を位相角に応じて選択する選択部
をさらに有する請求項３記載の制御装置。

【請求項5】

前記第１乃至第３のレッグの出力の各々は、リアクトルの一端に接続され、当該リアクトルの他端は、前記負荷及び第１のコンデンサの一端に接続され、
前記第４のレッグの出力は、第２のリアクトルの一端に接続され、当該第２のリアクトルの他端は、第２のコンデンサの一端に接続され、
前記第２のコンデンサの他端と、前記第１のコンデンサの他端が接続されている
請求項１乃至４のいずれか１つ記載の制御装置。

【請求項6】

前記第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち前記第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、前記第１乃至第３の巻き線の他端は前記負荷に接続され、
前記第４のレッグの出力は、前記第４の巻き線の一端に接続され、前記第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続され、
前記第１乃至第３の巻き線の一端と、前記第４の巻き線の一端とは極性が逆になっている
請求項１乃至４のいずれか１つ記載の制御装置。

【請求項7】

３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグと前記第１乃至第３のレッグを補助する第４のレッグとを含む３相インバータを制御する制御方法であって、
前記第１乃至第３のレッグのうち任意の２つのレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、
前記第１乃至第３のレッグのうち前記任意の２つのレッグ以外のレッグと前記第４のレッグに対して互いに逆相となる第２のＰＷＭ信号を出力する
制御方法。

【請求項8】

３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグを含む３相インバータを制御する制御装置であって、
前記第１及び第２のレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、
前記第３のレッグに対して、前記第１のＰＷＭ信号とは異なる第２のＰＷＭ信号を出力し、
前記第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち前記第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、前記第１乃至第３の巻き線の他端は前記負荷に接続され、
前記第３のレッグの出力は、さらに前記第４の巻き線の一端に接続され、前記第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続される
制御装置。

【請求項9】

３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグを含む３相インバータを制御する制御方法であって、
前記第１及び第２のレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、前記第３のレッグに対して、前記第１のＰＷＭ信号とは異なる第２のＰＷＭ信号を出力するステップ
を含み、
前記第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち前記第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、前記第１乃至第３の巻き線の他端は前記負荷に接続され、
前記第３のレッグの出力は、さらに前記第４の巻き線の一端に接続され、前記第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続される
制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、３相インバータの制御技術に関する。

【背景技術】

【0002】

３つのレッグ（３－ｌｅｇ）を有する従来の三相インバータは、例えば図１に示すような構成を有している。この三相インバータは、スイッチＳ_Ｕ及びＳ_Ｘを含む第１のレッグと、スイッチＳ_Ｖ及びＳ_Ｙを含む第２のレッグと、スイッチＳ_Ｗ及びＳ_Ｚを含む第３のレッグとを含む。各レッグにおいて、上アームと下アームとは、負荷（Load）とＹ結線されている。

【0003】

このような従来の三相インバータでは、図２（ａ）に示すように、キャリア信号Ｃと、三角関数波の指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*とを比較することで、各スイッチに対するスイッチング信号を生成する。具体的には、キャリア信号Ｃと指令信号Ｖu*とを比較することで、図２（ｂ）の最上段に示すようなオン／オフ信号を上アームのスイッチング信号として生成する。下アームのスイッチング信号は、上アームのスイッチング信号を基本的には反転させたものである。同様に、キャリア信号Ｃと指令信号Ｖv*とを比較することで、図２（ｂ）の２段目に示すようなオン／オフ信号を上アームのスイッチング信号として生成する。さらに、キャリア信号Ｃと指令信号Ｖw*とを比較することで、図２（ｂ）の３段目に示すようなオン／オフ信号を下アームのスイッチング信号として生成する。このように生成されたスイッチング信号で各スイッチをスイッチングすることで、負荷側に、図２（ｂ）に示すような電位ｅ_Ｕ、電位ｅ_Ｖ及び電位ｅ_Ｗが生じる。電位ｅ_Ｕ、ｅ_Ｖ、ｅ_Ｗは、それぞれ＋Ｅｄ／２又は－Ｅｄ／２、すなわち２値のいずれかになる。また、Ｙ結線された負荷の中性点における電位がコモンモード電位ｅ_０となる。ｅ_０は以下の式で表される。
ｅ_０＝（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ）／３
コモンモード電位ｅ_０は、図２（ｃ）に示すように、＋Ｅｄ／２、＋Ｅｄ／６、－Ｅｄ／６、－Ｅｄ／２、すなわち４値のいずれかになる。

【0004】

電機機器が発生する高周波漏洩電流は、他の電子機器や情報通信機器に侵入して電磁障害を起こすことがあるので好ましくない。高周波漏洩電流は、コモンモード電位ｅ_０とＧＮＤ間に接続されるコモンモードインピーダンスＺ（図示せず）に流れ、ｅ_０／Ｚの大きさになる。コモンモードインピーダンスは容量性の特性を持っている。このため図２（ｃ）に示すような、急峻に大きな振幅で変動するコモンモード電位ｅ_０が生成される場合、高周波漏洩電流が大きくなる。高周波漏洩電流を低減させるには、コモンモード電位の急峻な変動を抑制することが有効である。

【0005】

このようなコモンモード電位の急峻な変動を抑制するために、第４のレッグを導入する技術が存在している（例えば非特許文献１）。具体的には、図３Ａに示すような４レッグ三相インバータである。この図３Ａは、図１に示した３レッグの三相インバータに対して、スイッチＳ_Ａ及びＳ_Ｂを含む第４のレッグが追加されている。そして、各レッグにおいて、上アームと下アームとの接続部分に、リアクトルＬ及びコンデンサＣの直列回路を接続し、コンデンサＣの他端を互いに接続する。そして、リアクトルＬ_ＵとコンデンサＣ_Ｕとの接続点、リアクトルＬ_ＶとコンデンサＣ_Ｖとの接続点、リアクトルＬ_ＷとコンデンサＣ_Ｗの接続点を、それぞれ負荷に接続する。なお、第４のレッグにおいて上アームと下アームとの接続部分に生ずる電位をｅ_Ａとする。

【0006】

ここで、ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ＋ｅ_Ａ＝０となるような電圧ｅ_Ａを発生させるようにスイッチＳ_Ａ及びＳ_Ｂをスイッチングさせることで、コモンモード電位ｅ_０の急峻な変動を抑制させることが出来るようになる。しかしながら、非特許文献１の技術では、第４のレッグにおけるスイッチング周波数が、他の３つのレッグにおけるスイッチング周波数の３倍となるため、第４のレッグの負担が大きいという問題がある。

【0007】

また、コモンモード電圧の急峻な変動を抑制する他の技術としては、特許文献１で示すような技術が存在する。この技術は、図３Ｂに示すように、インバータの出力端にコモンモードキャンセラを接続しており、このコモンモードキャンセラは、インバータの三相交流出力端にスター結線されて仮想コモンモード電位ｅ_Ｂ＝（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ）／３を検出するコンデンサと、その中性点より得られる仮想コモンモード電位ｅ_Ｂを電力増幅するコンプリメンタリのトランジスタを用いたプッシュプル形のエミッタホロワ回路と、このエミッタホロワ回路の出力ｅ_Ａ＝ｅ_Ｂをコンデンサを介して一次側コイルに入力し、その二次側コイルを三相ケーブルに設けたコモンモードトランスとを備えている。トランスの各巻き線の端子電圧をｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗ、ｖ_Ａとすると、以下の式が成り立つ。
ｅ_Ｂ＝（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ）／３
ｅ_Ａ＝ｅ_Ｂ
ｖ_Ａ＝ｅ_Ａ－ｖ_０
ｖ_Ｕ＝ｖ_Ｖ＝ｖ_Ｗ＝ｖ_Ａ
ｅ_Ｕ’＝ｅ_Ｕ－ｖ_Ｕ
ｅ_Ｖ’＝ｅ_Ｖ－ｖ_Ｖ
ｅ_Ｗ’＝ｅ_Ｗ－ｖ_Ｗ
コモンモード電位ｅ_０は、ｅ_Ｕ’、ｅ_Ｖ’及びｅ_Ｗ’の中性点であるから、以下の式が成り立つ。
ｅ_０＝（ｅ_Ｕ’＋ｅ_Ｖ’＋ｅ_Ｗ’）／３＝（（ｅ_Ｕ－ｖ_Ｕ）＋（ｅ_Ｖ－ｖ_Ｖ）＋（ｅ_Ｗ－ｖ_Ｗ）／３＝ｖ_０
そして、仮想コモンモード電位ｅ_Ｂと同じ大きさの電位ｅ_Ａをエミッタホロワ回路で発生して、ｅ_Ａ－ｖ_０をインバータの出力にコモンモードトランスで重畳させてコモンモード電位を相殺している。ｖ_０はコンデンサ端子間電圧なので、急峻な電圧変化はない。本技術では、ｅ_Ａに対して４値の電位（＋Ｅｄ／２，＋Ｅｄ／６，－Ｅｄ／６，－Ｅｄ／２）を出力する必要があるためエミッタフォロワ回路を用いているが、この回路は導通損失が大きいという問題がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開平１０－９４２４４号公報

【非特許文献】

【0009】

【非特許文献1】Di Han, Silong Li, Wooyoung Choi, Bulent Sarlioglu, “Design, implementation, and evaluation of a GaN-based four-leg inverter with minimal common mode voltage generation” ECCE 2017

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

従って、本発明の目的は、一側面として、コモンモード電位の変動を低減する新規な技術を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明の第１の態様に係る制御装置は、３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグと第１乃至第３のレッグを補助する第４のレッグとを含む３相インバータを制御する制御装置であって、第１乃至第３のレッグのうち任意の２つのレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力し、第１乃至第３のレッグのうち上記任意の２つのレッグ以外のレッグと第４のレッグに対して互いに逆相となる第２のＰＷＭ信号を出力する。

【0012】

本発明の第２の態様に係る制御装置は、３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグを含む３相インバータを制御する制御装置であって、第１及び第２のレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、第３のレッグに対して、第１のＰＷＭ信号とは異なる第２のＰＷＭ信号を出力する。なお、第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、第１乃至第３の巻き線の他端は負荷に接続され、第３のレッグの出力は、さらに第４の巻き線の一端に接続され、第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続される。

【発明の効果】

【0013】

一側面によれば、コモンモード電位の変動を低減できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】図１は、第１の従来技術を説明するための図である。

【図2】図２は、第１の従来技術における信号波形を示す図である。

【図3A】図３Ａは、第２の従来技術を説明するための図である。

【図3B】図３Ｂは、第３の従来技術を説明するための図である。

【図4】図４は、第１の実施の形態に係る全体構成例を示す図である。

【図5】図５は、ＰＷＭ信号生成装置の構成例を示す図である。

【図6A】図６Ａは、第１の実施の形態に係る信号波形の例を示す図である。

【図6B】図６Ｂは、第１の実施の形態に係るシミュレーション結果を示す図である。

【図7A】図７Ａは、第２の実施の形態に係る信号波形の例を示す図である。

【図7B】図７Ｂは、第２の実施の形態に係るシミュレーション結果を示す図である。

【図8】図８は、第２の実施の形態に係る全体構成例を示す図である。

【図9A】図９Ａは、第２の実施の形態に係る第１のシミュレーション結果を示す図である。

【図9B】図９Ｂは、第２の実施の形態に係る第２のシミュレーション結果を示す図である。

【図10】図１０は、第３の実施の形態に係る全体構成例を示す図である。

【図11】図１１は、第３の実施の形態に係る信号波形の例を示す図である。

【図12】図１２は、第３の実施の形態に係るシミュレーション結果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

［実施の形態１］
図４に、本実施の形態に係る全体装置の構成例を示す。３相インバータ２０００は、スイッチＳ_Ｕ及びＳ_Ｘを含む第１のレッグ（Ｕ相とも呼ぶ）と、スイッチＳ_Ｖ及びＳ_Ｙを含む第２のレッグ（Ｖ相とも呼ぶ）と、スイッチＳ_Ｗ及びＳ_Ｚを含む第３のレッグ（Ｗ相とも呼ぶ）と、スイッチＳ_Ａ及びＳ_Ｂを含む第４のレッグ（Ａ相とも呼ぶ）とを有している。なお、第１乃至第４のレッグの上アームには、＋Ｅｄ／２の電圧が印加されており、第１乃至第４のレッグの下アームには、－Ｅｄ／２の電圧が印加されているものとする。

【0016】

３相インバータ２０００に含まれる各スイッチのスイッチングを制御するＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号生成装置１０００が生成する。このＰＷＭ信号生成装置１０００の詳細については、後に説明する。なお、ＰＷＭ信号生成装置１０００は、３相インバータ２０００に対する制御装置とも呼ぶ。

【0017】

第１のレッグにおいて上アームと下アームとの接続部分には、リアクトルＬ_Ｕの一端が接続され、リアクトルＬ_Ｕの他端と負荷３０１との接続点に対してＹ結線されたコンデンサＣ_Ｕが設けられている。同様に、第２のレッグにおいて上アームと下アームとの接続部分には、リアクトルＬ_Ｖの一端が接続され、リアクトルＬ_Ｖの他端と負荷３０２との接続点に対してＹ結線されたコンデンサＣ_Ｖが設けられている。さらに、第３のレッグにおいて上アームと下アームとの接続部分には、リアクトルＬ_Ｗの一端が接続され、リアクトルリアクトルＬ_Ｗの他端と負荷３０３との接続点に対してＹ結線されたコンデンサＣ_Ｗが設けられている。コンデンサＣ_Ｕ、Ｃ_Ｖ及びＣ_Ｗの他端は互いに接続されている。そして、第４のレッグにおいて上アームと下アームとの接続部分は、リアクトルＬ_Ａ及びコンデンサＶ_Ａの直列回路を介して、コンデンサＣ_Ｕ、Ｃ_Ｖ及びＣ_Ｗの他端に接続されている。負荷３０１乃至３０３もＹ結線されている。

【0018】

第１のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分に、第１のレッグの出力電位ｅ_Ｕが生じる。また、第２のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分に、第２のレッグの出力電位ｅ_Ｖが生じる。さらに、第３のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分に、第３のレッグの出力電圧ｅ_Ｗが生じる。そして、第４のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分に、第４のレッグの出力電位ｅ_Ａが生じる。

【0019】

本実施の形態では、
ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ＋ｅ_Ａ＝０
となるように、ＰＷＭ信号生成装置１０００でＰＷＭ信号を生成し、この状態を、リアクトルＬ_Ｕ、Ｌ_Ｖ、Ｌ_Ｗ及びＬ_ＡとコンデンサＣ_Ｕ、Ｃ_Ｖ、Ｃ_Ｗ及びＣ_Ａとで負荷３０１乃至３０３に伝えるようになっている。

【0020】

特に、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうちの任意の２相については、出力電位が同値の符号違いになるようにし、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうちの残余の１相とＡ相の出力電位が同値の符号違いになるように、３相インバータ２０００を動作させることが特徴となる。

【0021】

本実施の形態に係るＰＷＭ信号生成装置１０００は、基本的には、第１乃至第３のレッグのうちいずれか２つのレッグの出力電位を互いに逆相にし、第１乃至第３のレッグのうち残余のレッグに対する出力電位と第４のレッグの出力電位を互いに逆相にするように、第１乃至第４のレッグに対するＰＷＭ信号を生成する。これによってコモンモード電位の発生を抑制している。

【0022】

図５に、ＰＷＭ信号生成装置１０００の構成例を示す。ＰＷＭ信号生成装置１０００は、位相角θを表す信号を生成する位相信号生成部１００と、振幅指令Ｖ*を生成する振幅指令生成部１０１と、位相角θ及び振幅指令Ｖ*に応じた指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*を生成する指令信号生成部１０２と、位相角θに応じて選択信号Ｓを生成する選択信号生成部１１０と、指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*と選択信号Ｓから補正信号Ｚを演算する補正信号生成部１１１と、指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*の各々に補正信号Ｚを加算して指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**を出力する加算器１１３Ａ乃至１１３Ｃと、指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**と選択信号Ｓから基準波形Ｖx*及びＶy*の演算を行う波形演算器１１２と、例えば三角波であるキャリア信号Ｃを生成するキャリア信号生成部１０５と、波形演算器１１２の出力Ｖx＊及びＶy＊とキャリア信号Ｃとを比較し比較結果ｅＸ及びｅＹを出力する比較器１０３Ａ及び１０３Ｂと、比較器１０３Ａ及び１０３Ｂの出力ｅＸ及びｅＹから相電位の基となるパルス信号ｅＡ，ｅＵ，ｅＶ及びｅＷを生成するパルス発生器１０４とを有する。

【0023】

本実施の形態に係るＰＷＭ信号生成装置１０００の動作について、図６Ａ（ａ）乃至（ｆ）を用いて説明する。本実施の形態では、指令信号生成部１０２は、振幅指令Ｖ＊と位相角θに応じて３相の指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*を生成する。図６Ａ（ａ）に示すように、三角関数状の指令信号を出力する。
Ｖu*＝Ｖ*・sin（θ）
Ｖv*＝Ｖ*・sin（θ－１２０度）
Ｖw*＝Ｖ*・sin（θ＋１２０度）

【0024】

選択信号生成部１１０は、入力された位相角θに応じて、任意の２つの相を表す選択信号Ｓを出力する。ここでは説明を簡約化するため、第１の選択相をＶ相、第２の選択相をＷ相とし、選択信号ＳとしてＶ及びＷが出力されるものとする。選択信号Ｓについては、図６Ａ（ａ）と（ｂ）との間に、Ｖ及びＷと示されている。

【0025】

補正信号生成部１１１は、Ｖu*、Ｖv*及びＶw*と選択信号Ｓとから補正信号Ｚを演算する。ここでは選択信号Ｓを、（第１の選択相＝Ｖ，第２の選択相＝Ｗ）とする。そうすると、補正信号Ｚは以下のように計算される。
Ｚ＝－（Ｖa*＋Ｖb*）／２
但し、Ｖa*は第１の選択相（ここではＶ相）についての指令信号（ここではＶv*）、Ｖb*は第２の選択相（ここではＷ相）についての指令信号（ここではＶw*）である。このように計算された補正信号Ｚは、例えば図６Ａ（ｂ）に示されるような信号である。

【0026】

加算器１１３Ａ乃至１１３Ｃは、指令信号Ｖu*、Ｖv*及びＶw*の各々と補正信号Ｚを加算して指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**を出力する。
Ｖu**＝Ｖu*＋Ｚ
Ｖv**＝Ｖv*＋Ｚ
Ｖw**＝Ｖw*＋Ｚ
ここで、第１の選択相であるＶ相のＶv**と第２の選択相であるＷ相のＶw**が、同振幅で符号違いになることが重要である。このようにして得られた指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**は、例えば図６Ａ（Ｃ）に示すような信号である。

【0027】

波形演算器１１２は、指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**と選択信号Ｓが入力されて、Ｖx*及びＶy*を出力する。Ｖx*は、選択信号Ｓで示されていない相（ここではＵ相）の指令信号（ここではＶu*）であり、Ｖy*は、第１の選択相（ここではＶ相）の指令信号（ここではＶv**）とする。

【0028】

第１の出力Ｖx＊は、図６Ａ（ｄ）に示すように変化する。なお、図６Ａ（ｄ）には、キャリア信号Ｃも併せて示されている。比較器１０３Ａは、第１の出力Ｖx*とキャリア信号Ｃとを比較して、第１の出力Ｖx*がキャリア信号Ｃを超える場合には１を出力し、そうでない場合には－１を出力する。すなわち、Ｖx*＞ＣであればｅＸ＝１、それ以外であればｅＸ＝－１とする。そうすると、図６Ａ（ｅ）の上段に示すパルス信号ｅＸが生成される。

【0029】

同様に、第２の出力Ｖy＊は、図６Ａ（ｄ）に示すように変化する。比較器１０３Ｂは、第２の出力Ｖy*とキャリア信号Ｃとを比較して、第２の出力Ｖy*がキャリア信号Ｃを超える場合には１を出力し、そうでない場合には－１を出力する。すなわち、Ｖy*＞ＣであればｅＹ＝１、それ以外であればｅＹ＝－１とする。そうすると、図６Ａ（ｅ）の下段に示すパルス信号ｅＹが生成される。

【0030】

本実施の形態では、パルス発生器１０４は、選択信号Ｓに応じて以下のルールでｅＵ、ｅＶ、ｅＷ及びｅＡを出力する。
・第４相（Ａ相）のパルス信号
ｅＡ＝－ｅＸ
・第１の選択相（ここではＶ相）のパルス信号
ｅＶ＝＋ｅＹ
・第２の選択相（ここではＷ相）のパルス信号
ｅＷ＝－ｅＹ
・それ以外の相（ここではＵ相）のパルス信号
ｅＵ＝＋ｅＸ
すなわち、第１の選択相と第２の選択相の出力が符号違いになり、Ａ相と残りの相の出力が符号違いになる。

【0031】

図６Ａ（ｆ）の最下段は、パルス信号ｅＡの変化を表しており、最上段はパルス信号ｅＵの変化を表しており、２段目はパルス信号ｅＶの変化を表しており、３段目はパルス信号ｅＷの変化を表している。ここでパルス信号が＋１であれば、上アームのオン、下アームのオフを指示するもので、パルス信号が－１であれば、上アームのオフ、下アームのオンを指示するものである。すなわち、このようなパルス信号がＰＷＭ信号に対応する。これによって、上アームがオンで下アームがオフであれば＋Ｅｄ／２が出力され、下アームがオンで上アームがオフであれば－Ｅｄ／２が出力される。

【0032】

本実施の形態では、上で述べた動作によって、電位について、ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ＋ｅ_Ａ＝０が実現されている。具体的には、（ｅ_Ｖ＋ｗ_Ｗ）＋（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ａ）＝０＋０＝０となるように、第４のレッグのスイッチングが制御されている。但し、第１乃至第３のレッグのスイッチング周波数と、第４のレッグのスイッチング周波数は同じであり、第４のレッグのスイッチングについての負担が少なくなっている。

【0033】

図６Ｂに、シミュレーションの結果を示す。図６Ｂ（ａ）には、コモンモード電位ｅ_０と、キャパシタＣ_Ａの両端電圧ｖ_Ａとを示しており、（ｂ）には、キャパシタＣ_Ｕの両端電圧ｖ_Ｕ、キャパシタＣ_Ｖの両端電圧ｖ_Ｖ、キャパシタＣ_Ｗの両端電圧ｖ_Ｗとを示している。また、（ｃ）には、リアクトルＬ_Ｕに流れる電流ｉ_Ｕ、リアクトルＬ_Ｖに流れる電流ｉ_Ｖ、リアクトルＬ_Ｗに流れる電流ｉ_Ｗを表している。（ｄ）はパルス信号ｅＡを表しており、（ｅ）はパルス信号ｅＵを表しており、（ｆ）はパルス信号ｅＶを表しており、（ｇ）はパルス信号ｅＷを表している。なお、シミュレーション結果は、コモンモード電位ｅ_０の変動を認識できる時間幅で示されており、スイッチングの制御を説明するために示す時間幅とは異なる。シミュレーション結果で示す時間幅については、以下同じである。

【0034】

電流Ｉu*、Ｉv*及びＩw*は１２０度位相差の正弦波状になっていることから、バランスのとれた電流を負荷に供給できる。コモンモード電位ｅ_０は、変動しているが、急峻な変動とはなっていない。なお、本実施の形態で振幅指令Ｖ*の最大値は０．６６で、それ以上の場合、図６Ａ（ａ）におけるＶx*がキャリア信号Ｃの振幅を超えるため、交流波形に歪みが発生する。

【0035】

このように、コモンモード電位ｅ_０の急峻な変動を抑制し、追加された第４のレッグのスイッチング周波数も抑えることが出来るようになる。また、本実施の形態では比較器１０３が２つで済むなど、従来例よりも制御が簡単になる。

【0036】

［実施の形態１の変形例］
本変形例では、第１の実施の形態における選択信号生成部１１０の動作のみが異なる。具体的には、選択信号生成部１１０は、位相角θに応じて、以下の信号を出力する。
０≦θ＜ ３０度 第１の選択相＝Ｗ，第２の選択相＝Ｖ
３０≦θ＜ ９０度 第１の選択相＝Ｕ，第２の選択相＝Ｖ
９０≦θ＜１５０度 第１の選択相＝Ｕ，第２の選択相＝Ｗ
１５０≦θ＜２１０度 第１の選択相＝Ｖ，第２の選択相＝Ｗ
２１０≦θ＜２７０度 第１の選択相＝Ｖ，第２の選択相＝Ｕ
２７０≦θ＜３３０度 第１の選択相＝Ｗ，第２の選択相＝Ｕ
３３０≦θ＜３６０度 第１の選択相＝Ｗ，第２の選択相＝Ｖ
その他の構成要素における作用と効果は実施の形態１と同じである。

【0037】

図７Ａに各種信号の波形例を示す。図７Ａ（ａ）は、第１の実施の形態についての図６Ａ（ａ）と同じである。なお、図７Ａ（ａ）と（ｂ）との間に、選択信号Ｓの変化が示されている。また、図７Ａ（ｂ）には、補正信号Ｚが示されている。選択信号Ｓが位相角θに応じて変化するので、図６Ａ（ｂ）とは異なる信号となっている。さらに、図７Ａ（ｃ）には、指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**を示す。補正信号Ｚが異なっているので、指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**も異なる波形となっている。Ｖu**は、３０°から１５０°で０．５程度となり、２１０°から３３０°で－０．５程度となる波形である。Ｖv**は、０°から９０°と３３０°から３６０°で－０．５程度となり、１５０°から２７０°で０．５程度となる波形である。Ｖw**は、０°から３０°と２７０°から３６０°で０．５程度となり、９０°から２１０°で－０．５程度となる波形である。そして、図７Ａ（ｄ）には、キャリア信号Ｃと、Ｖx*及びＶy*とが示されている。Ｖx*及びＶy*は、上で述べたように選択信号Ｓも指令信号Ｖu**、Ｖv**及びＶw**も異なっているので、異なる波形となっている。Ｖy*は、三角関数状であり、Ｖx*は、おおよそ０．５で小さく変動する波形となっている。従って、図７Ａ（ｅ）に示すように、キャリア信号Ｃとの比較結果であるパルス信号ｅＸ及びｅＹについても異なる波形となる。結果として、図７Ａ（ｆ）に示すようなパルス信号ｅＵ、ｅＶ、ｅＷ及びｅＡとが得られるようになる。

【0038】

図７Ｂに、シミュレーションの結果を示す。図７Ｂ（ａ）には、コモンモード電位ｅ_０と、キャパシタＣ_Ａの両端電圧ｖ_Ａとを示しており、（ｂ）には、キャパシタＣ_Ｕの両端電圧ｖ_Ｕ、キャパシタＣ_Ｖの両端電圧ｖ_Ｖ、キャパシタＣ_Ｗの両端電圧ｖ_Ｗとを示している。また、（ｃ）には、リアクトルＬ_Ｕに流れる電流ｉ_Ｕ、リアクトルＬ_Ｖに流れる電流ｉ_Ｖ、リアクトルＬ_Ｗに流れる電流ｉ_Ｗを表している。（ｄ）はパルス信号ｅＡを表しており、（ｅ）はパルス信号ｅＵを表しており、（ｆ）はパルス信号ｅＶを表しており、（ｇ）はパルス信号ｅＷを表している。

【0039】

電流Ｉu*、Ｉv*及びＩw*は１２０度位相差の正弦波状になっていることから、バランスのとれた電流を負荷に供給できる。本変形例でも、コモンモード電位ｅ_０は変動しているが、急峻な変動とはなっていない。なお、本変形例では、振幅指令Ｖ*が１．１５を超えると図７Ｂ（ｄ）で示したＶx*の最大値がキャリア信号Ｃの振幅を超えて交流波形に歪みが発生する。すなわち、本変形では、実施の形態１よりも大きな電圧を出力することができる。

【0040】

このように、コモンモード電位ｅ_０の急峻な変動を抑制し、追加された第４のレッグのスイッチング周波数も抑えることが出来るようになる。

【0041】

［実施の形態２］
図８に、本実施の形態に係る装置全体の構成例を示す。図４に示したものと同じ構成要素については、同じ符号が付されている。すなわち、３相インバータ２０００、負荷３０１乃至３０３、及びＰＷＭ信号生成装置１０００は、第１の実施の形態と同様の構成を有している。但し、３相インバータ２０００と負荷３０１乃至３０３との接続形態が異なっている。

【0042】

具体的には、巻き数比が１：１：１：３となっているトランス４００が新たに導入されている。第１のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分と、第２のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分と、第３のレッグにおける上アームと下アームの接続部分とが、トランス４００において巻き数比が１：１：１となっている巻き線の端子のいずれかに接続される。これに対して、第４のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分は、トランス４００において３倍巻かれている巻き線の端子に接続されている。

【0043】

トランス４００において巻き数比が１：１：１となっている巻き線の他端は、負荷３０１乃至３０３のいずれかに接続される。一方、トランス４００において３倍巻かれている巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサＣ_０の他端に接続されている。なお、巻き線の極性は、３倍巻かれている巻き線（Ａ相分）のみ逆転している。

【0044】

このような構成においても、３相インバータ２０００の制御については、第１の実施の形態又はその変形例と同じである。すなわち、以下の数式が成立する。
ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ＋ｅ_Ａ＝０
ｖ_Ａ＝ｖ_０－ｅ_Ａ＝ｖ_０＋（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ）

【0045】

このようにすれば、第１乃至第３のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分の電圧ｅ_Ｕ、ｅ_Ｖ及びｅ_Ｗのそれぞれから、（ｅ_Ｕ＋ｅ_Ｖ＋ｅ_Ｗ＋ｖ_０）／３を減算することで、コモンモード電位ｅ_０に発生していた急峻な変動を低減することができる。

【0046】

図９Ａに、第１の実施の形態における図６Ｂ（ｄ）乃至（ｇ）に示すようなパルス信号ｅＡ、ｅＵ、ｅＶ及びｅＷで３相インバータ２０００を駆動した場合における各種信号の波形を示す。図９Ａ（ａ）は、コモンモード電圧ｅ_０と、キャパシタＣ_０の両端の電圧ｖ_０とを表し、（ｂ）は、トランス４００におけるＡ相用の巻き線端子間電圧ｖ_Ａを表し、（ｃ）は、トランス４００におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれについての巻き線に流れる電流ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗを表す。なお、図９Ａ（ｄ）乃至（ｇ）は、図６Ｂ（ｄ）乃至（ｇ）と同じである。

【0047】

図９Ａ（ａ）に示すように、コモンモード電位ｅ_０は、変動しているが、急峻な変動とはなっていない。

【0048】

同様に、図９Ｂに、第１の実施の形態の変形例における図７Ｂ（ｄ）乃至（ｇ）に示すようなパルス信号ｅＡ、ｅＵ、ｅＶ及びｅＷで３相インバータ２０００を駆動した場合における各種信号の波形を示す。図９Ｂ（ａ）は、コモンモード電圧ｅ_０と、キャパシタＣ_０の両端の電圧ｖ_０とを表し、（ｂ）は、トランス４００におけるＡ相用の巻き線端子間電圧ｖ_Ａを表し、（ｃ）は、トランス４００におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれについての巻き線に流れる電流ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ及びｉ_Ｗを表す。なお、図９Ｂ（ｄ）乃至（ｇ）は、図７Ｂ（ｄ）乃至（ｇ）と同じである。

【0049】

この例でも、コモンモード電位ｅ_０は、変動しているが、急峻な変動とはなっていない。このように、コモンモード電位ｅ_０の急峻な変動を抑制し、追加された第４のレッグのスイッチング周波数も抑えることが出来るようになる。また、特許文献１のようにエミッタフォロワを用いていないので、導通損失が抑制されている。

【0050】

［実施の形態３］
上で述べた実施の形態で示した技術事項を３レッグの三相インバータ２０００ｂに応用した場合を考える。図１０に、本実施の形態に係る装置全体の構成例を示す。

【0051】

三相インバータ２０００ｂは、３つのレッグのみ含む。第１のレッグ（Ｕ相）における上アームと下アームとの接続部分（ｅ_Ｕ出力部分）と、第２のレッグ（Ｖ相）における上アームと下アームとの接続部分（ｅ_Ｖ出力部分）と、第３のレッグ（Ｗ相）における上アームと下アームの接続部分（ｅ_Ｗ出力部分）とが、トランス４００ｂにおいて巻き数比が１：１：１となっている巻き線の端子のいずれかに接続される。さらに、本実施の形態では、第１のレッグにおける上アームと下アームとの接続部分は、さらにトランス４００ｂにおいて３倍巻かれている巻き線の端子に接続される。

【0052】

トランス４００ｂにおいて巻き数比が１：１：１となっている巻き線の他端は、負荷３０１乃至３０３のいずれかに接続される。一方、トランス４００ｂにおいて３倍巻かれている巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサＣ_０の他端に接続されている。

【0053】

一方、第２の実施の形態に係る構成を示す図８と比較すると、トランス４００ｂにおいて３倍巻かれている巻き線の極性が逆になっており、本実施の形態は第４のレッグが存在しないので、第１のレッグ（Ｕ相）の出力、すなわちｅ_Ｕは、３倍巻かれている巻き線にも入力されている。言い換えると、本実施の形態では、トランス４００ｂに含まれる４つの巻き線は、同じ極性で３相インバータ２０００ｂの各レッグの出力に接続される。

【0054】

ＰＷＭ信号生成装置１０００ｂは、基本動作は同じであるが、パルス信号ｅＡは生成しない。すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相におけるスイッチのスイッチング信号は、第１及び第２の実施の形態（図６Ａ）におけるパルス信号ｅＵ、ｅＶ及びｅＷと同じである。具体的には、図１１に示すように、ＰＷＭ信号生成装置１０００ｂは、パルス信号ｅＡ以外は、同じような動作にてスイッチング信号を生成する。

【0055】

このように、トランス４００ｂにおいて３倍巻かれている巻き線端子間電圧ｖ_Ａも、図９Ａと同じになるので、図９Ａと同じくコモンモード電位ｅ_０の急峻な変化を抑制することができる。

【0056】

図１２に、シミュレーション結果を示す。第２の実施の形態における図９Ａとほぼ同じであるが、図１２Ａ（ａ）において、キャパシタＣ_０の両端の電圧ｖ_０は、第２の実施の形態における巻き線の極性とは逆になっているので、逆相で変動するようになっている。その他は、パルス信号ｅＡが存在しないこと以外は、ほぼ同様であり、コモンモード電位ｅ_０は、変動しているが、急峻な変動とはなっていない。

【0057】

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。例えば、ＰＷＭ信号生成装置１０００及び１０００ｂについては、専用の回路にて実施するようにしても良いし、上記機能を実現するためのプログラムをプロセッサに実行させるようにしても良い。または、専用の回路とプログラムを実行するプロセッサとの組み合わせにて実施するようにしても良い。プログラムを利用する場合、ＰＷＭ信号生成装置１０００及び１０００ｂは、不揮発性メモリと揮発性メモリとプロセッサとを有し、不揮発性メモリに記憶されたプログラムを、揮発性メモリに読み出して、そのプログラムをプロセッサが実行する。

【0058】

また、各実施の形態の任意の技術的事項を削除したり、いずれかの実施の形態の技術的事項を任意に組み合わせることも可能である。なお、トランス４００及び４００ｂの巻き数比１：１：１：３は、トランス４００及び４００ｂのＡ巻き線の漏れインダクタンスが無視できるときの巻き数比である。Ａ巻き線の漏れインダクタンスが大きい、または同巻き線に直列に外付けリアクトルを挿入する場合はＡ巻き線の巻き数が３よりも小さく設定する。具体的には、Ａ巻き線と直列に挿入されるリアクトル（漏れインダクタンスを含む）をＬＳ、励磁インダクタンスをＬＭとした場合、巻き数比は１：１：１：（３・ＬＭ／ＬＳ＋ＬＭ）となる。

【0059】

なお、上記の実施の形態については、３相モータに加えて、系統連携インバータ、力率改善回路（ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路、ＰＷＭ整流器）などに適用可能である。コモンモード電位の変動はコモンモード電流の脈動の原因となり、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）ノイズとなって機器に悪影響を及ぼすことがある。特に近年ＳｉＣにより電力変換器の高周波化が進んでいるのでノイズの問題はより顕在化する傾向にある。このような状況で、上記の実施の形態を様々なパワーエレクトロニクス機器に用いた場合には、コモンモード電位の変動を低減でき、ＥＭＩノイズの低減に有効である。

【0060】

以上述べた実施の形態をまとめると以下のようになる。

【0061】

本実施の形態における第１の態様に係る制御装置は、３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグと第１乃至第３のレッグを補助する第４のレッグとを含む３相インバータを制御する制御装置であって、第１乃至第３のレッグのうち任意の２つのレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、第１乃至第３のレッグのうち上記任意の２つのレッグ以外のレッグと第４のレッグに対して互いに逆相となる第２のＰＷＭ信号を出力する。

【0062】

このようにすることで、上記任意の２つのレッグの出力電位を加算すれば０になり、上記任意の２つのレッグ以外のレッグと第４のレッグの出力電位を加算すれば０となるので、コモンモード電位も低減されるようになる。

【0063】

なお、上で述べた任意の２つのレッグが、位相角の所定範囲毎に変化するようにしても良い。このようにすれば、負荷に対して大きな電圧を出力可能となる。但し、任意の２つのレッグは位相角に対して固定であっても良い。

【0064】

上記制御装置は、（Ａ）位相角に応じた３相分の第１の指令信号を生成する第１の指令信号生成部（例えば指令信号生成部１０２）と、（Ｂ）上記任意の２つのレッグに対応する第１及び第２相の第１の指令信号から補正信号を生成する補正信号生成部（例えば補正信号生成部１１１）と、（Ｃ）補正信号を第１の指令信号の各々に加算して第２の指令信号を生成する第２の加算器（例えば加算器１１３Ａ乃至１１３Ｃ）と、（Ｄ）第１及び第２相以外の相についての第２の指令信号と、第１相についての第２の指令信号とを、キャリア信号とを各々比較することで、第１及び第２のパルス信号を生成する比較器（例えば比較器１０３Ａ及び１０３Ｂ）と、（Ｅ）第１及び第２のパルス信号に基づき、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を生成するパルス発生器（例えばパルス発生器１０４）とを有するようにしても良い。このような具体的な構成により、上で述べた特徴を有する適切なＰＷＭ信号が生成できる。

【0065】

なお、補正信号は、例えば、第１相についての第１の指令信号と第２相についての第１の指令信号との平均に関する信号である。

【0066】

上記制御装置は、第１及び第２相を位相角に応じて選択する選択部（例えば選択信号生成部１１０）をさらに有するようにしても良い。

【0067】

なお、第１の実施の形態のように、３相インバータと負荷の間には、以下のような構成要素が含まれている場合もある。すなわち、第１乃至第３のレッグの出力の各々は、リアクトルの一端に接続され、当該リアクトルの他端は、負荷及び第１のコンデンサの一端に接続され、第４のレッグの出力は、第２のリアクトルの一端に接続され、当該第２のリアクトルの他端は、第２のコンデンサの一端に接続され、第２のコンデンサの他端と、第１のコンデンサの他端が接続されているようにしても良い。

【0068】

また、第２の実施の形態のように、３相インバータと負荷の間には、以下のような構成要素が含まれている場合もある。すなわち、第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、第１乃至第３の巻き線の他端は負荷に接続され、第４のレッグの出力は、第４の巻き線の一端に接続され、第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続され、第１乃至第３の巻き線の一端と、第４の巻き線の一端とは極性が逆になっているようにしても良い。

【0069】

本実施の形態における第２の態様に係る制御装置は、３相の負荷に対する第１乃至第３のレッグを含む３相インバータを制御する制御装置であって、第１及び第２のレッグに対して互いに逆相となる第１のＰＷＭ信号を出力し、第３のレッグに対して、第１のＰＷＭ信号とは異なる第２のＰＷＭ信号を出力する。そして、第１乃至第３のレッグの出力の各々は、第１乃至第４の巻き線の巻き数比が１：１：１：３であるトランスのうち第１乃至第３の巻き線のいずれかの一端に接続され、第１乃至第３の巻き線の他端は負荷に接続され、第３のレッグの出力は、さらに第４の巻き線の一端に接続され、第４の巻き線の他端は、一端が接地されているコンデンサの他端に接続される。

【0070】

このように３つのレッグを含む３相インバータであっても、４つの巻き線を有するトランスを活用して、上で述べたようなＰＷＭ信号を生成することで、コモンモード電位を低減させることが出来るようになる。

【符号の説明】

【0071】

１０００，１０００ｂ ＰＷＭ信号生成装置
２０００及び２０００ｂ 三相インバータ
４００，４００ｂ トランス
３０１－３０３ 負荷
１００ 位相信号生成部 １０１ 振幅指令生成部
１０２ 指令信号生成部 １１０ 選択信号生成部
１１１ 補正信号生成部 １１３Ａ～１１３Ｃ 加算器
１１２ 波形演算器 １０５ キャリア信号生成部
１０３Ａ，１０３Ｂ 比較器 １０４ パルス発生器

【図1】

【図2】

【図3A】

【図3B】

【図4】

【図5】

【図6A】

【図6B】

【図7A】

【図7B】

【図8】

【図9A】

【図9B】

【図10】

【図11】

【図12】