ホーム > 特許ランキング > 国立大学法人 名古屋工業大学
知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023123903
(43)【公開日】2023-09-06
(54)【発明の名称】複素ＭＰＰＴ整合回路及びそれを用いた回路方式
(51)【国際特許分類】
H02J 50/20 20160101AFI20230830BHJP
H03H 7/48 20060101ALI20230830BHJP
H03H 7/38 20060101ALI20230830BHJP
【ＦＩ】
H02J50/20
H03H7/48 Z
H03H7/38 Z
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022027372
(22)【出願日】2022-02-25
(71)【出願人】
【識別番号】304021277
【氏名又は名称】国立大学法人 名古屋工業大学
(72)【発明者】
【氏名】平山 裕
(57)【要約】
【課題】
９０度ハイブリットとリアクタンス素子の代わりに、伝送線路を用いることで低価格・小型化・制御の高速化そして低損失化を可能とする、複素ＭＰＰＴ制御による整合回路を提供すること。
【解決手段】
高周波電力分配回路１と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路４Ａ、４Ｂと、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂを備え、高周波電力分配回路１は、２系統の整流回路４Ａ、４Ｂそれぞれに接続する伝送線路３Ａ、３Ｂを有し、ＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂは独立してＭＰＰＴ制御されることを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路１である。
【選択図】図２
９０度ハイブリットとリアクタンス素子の代わりに、伝送線路を用いることで低価格・小型化・制御の高速化そして低損失化を可能とする、複素ＭＰＰＴ制御による整合回路を提供すること。
【解決手段】
高周波電力分配回路１と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路４Ａ、４Ｂと、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂを備え、高周波電力分配回路１は、２系統の整流回路４Ａ、４Ｂそれぞれに接続する伝送線路３Ａ、３Ｂを有し、ＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂは独立してＭＰＰＴ制御されることを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路１である。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
高周波電力分配回路と、前記高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの前記整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、前記高周波電力分配回路は、２系統の前記整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、独立してＭＰＰＴ制御されることを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路。
【請求項2】
前記伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられことを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路である。
（λｇは伝送線路内における波長）
【数7】
【数8】
（λｇは伝送線路内における波長）
【請求項3】
高周波電力分配回路と、前記高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの前記整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、前記高周波電力分配回路は、２系統の前記整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは独立してＭＰＰＴ制御される複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行う回路方式。
【請求項4】
前記伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられる請求項３に記載の複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行うことを特徴とする回路方式。
（λｇは伝送線路内における波長）
【数7】
【数8】
（λｇは伝送線路内における波長）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、複素ＭＰＰＴ整合回路及びそれを用いた回路方式に関する。
【背景技術】
【0002】
近年、無線電力伝送の研究が盛んに行われている。無線電力伝送が実現されると、電気機器の電源の位置に依存することなく連続的に給電が可能であり、充電不足によるバッテリー切れといった心配がなくなる。そのため、スマートフォンをはじめとした携帯用電子機器への無線給電への応用が期待されている。携帯用電子機器では近距離においての無線給電も想定されるが、近距離における無線電力伝送においては送受電間距離によって受電アンテナの出力インピーダンスが変動する問題が生じる。
【0003】
すなわち近距離の無線電力伝送において、受電アンテナの出力インピーダンスが送受電間距離により変動するため、適応的に整合をとることが要求される。そこでＤＣ－ＤＣコンバータにＭＰＰＴ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）制御を施し受電電力を最大化する方法が提案されている（非特許文献１）。
【0004】
しかし、直流においては制御するための自由度が１に限られ複素共役整合が達成できないため、本発明の発明者は特許文献１において、ＭＰＰＴ制御技術及び９０°ハイブリッドを組み合わせて利用することで複素共役整合を達成する技術を開示している。これは、高周波電力に対して２系統のＤＣ－ＤＣコンバータにＭＰＰＴ制御を施すことで制御の自由度２を獲得し、複素共役整合を行う回路方式である（以下「複素ＭＰＰＴ制御」、又は「複素ＭＰＰＴ」と言う場合がある）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】特願２０２１－０１８０５８号公報
【非特許文献】
【0006】
【非特許文献1】Y.Yang et al., 2017 IEEE APEC, pp. 3702-3707, July 2017
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
しかしながら、９０度ハイブリットとリアクタンス素子を用いるため、損失が大きくなる、コストがかかるという問題があった。そこで、本発明では、９０度ハイブリットとリアクタンス素子の代わりに、伝送線路を用いることで低価格・小型化・制御の高速化そして低損失化を可能とする、複素ＭＰＰＴ制御による整合回路（以下「複素ＭＰＰＴ整合回路」と言う場合がある）を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記課題を解決する本発明は以下の通りである。
［１］高周波電力分配回路と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、高周波電力分配回路は、２系統の整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、ＤＣ－ＤＣコンバータは独立してＭＰＰＴ制御されることを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路である。
［２］伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられことを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路である。
（λｇは伝送線路内における波長）
［３］高周波電力分配回路と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、高周波電力分配回路は、２系統の整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、ＤＣ－ＤＣコンバータは独立してＭＰＰＴ制御される複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行う回路方式である。
［４］伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦1０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられる［３］に記載の複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行うことを特徴とする回路方式である。
（λｇは伝送線路内における波長）
［１］高周波電力分配回路と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、高周波電力分配回路は、２系統の整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、ＤＣ－ＤＣコンバータは独立してＭＰＰＴ制御されることを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路である。
［２］伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられことを特徴とする複素ＭＰＰＴ整合回路である。
（λｇは伝送線路内における波長）
［３］高周波電力分配回路と、高周波電力分配回路に接続された２系統の整流回路と、２系統のそれぞれの整流回路に接続されたＤＣ－ＤＣコンバータを備え、高周波電力分配回路は、２系統の整流回路それぞれに接続する伝送線路を有し、ＤＣ－ＤＣコンバータは独立してＭＰＰＴ制御される複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行う回路方式である。
［４］伝送線路はそれぞれ特性インピーダンスＺ０１とＺ０２、長さｌ１とｌ２を有し、１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦1０ｋΩ、かつ、ｌ１とｌ２は式（７）と式（８）により与えられる［３］に記載の複素ＭＰＰＴ整合回路によって複素共役整合を行うことを特徴とする回路方式である。
（λｇは伝送線路内における波長）
【発明の効果】
【0009】
本発明による伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路によれば、高周波回路部分で、可変コンデンサや可変インダクタとその駆動のためのモータを用いる方法に比べると、それらが不要になるため低価格・小型化・制御の高速化ができる。そして、直流回路部分でＭＰＰＴ制御を用いる方法に比べると、インピーダンス可変の自由度が１から２になり、高周波での複素共役整合を実現できて電力変換効率が向上することがメリットである。さらに９０度ハイブリッドとリアクタンス素子を使用しないため、低損失化、低価格化が実現できることが優位性である。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】（ａ）本発明の一つの実施形態である、伝送線路を用いた複数ＭＰＰＴ制御による整合回路の概観、（ｂ）既存の複数ＭＰＰＴによる整合回路の概観を、それぞれ示す図である。
【図2】伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ制御による整合回路を示す図である。
【図3】伝送線路の回路モデルを示す図である。
【図4】伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ制御による整合回路（整流回路なし）を示す図である。
【図5】伝送線路を用いた複数ＭＰＰＴ制御による整合回路を示す図である。
【図6】Ａ点での反射係数Γを示す図である。
【図7】従来のＭＰＰＴ制御による整合回路（整流回路なし）を示す図である。
【図8】（ａ）従来のＭＰＰＴ制御による整合回路、（ｂ）伝送線路を用いたＭＰＰＴ制御による整合回路のそれぞれのスミスチャート示す図である。
【図9】（伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ制御の結果）－（従来のＭＰＰＴ制御の結果）の出力インピーダンスの変化に対応した電力変換効率を示す図である。
【図10】ＺＲＦ１、ＺＲＦ２変化時の電力変換効率について（ａ）ＺＲＦ１への電力変換効率Ｐ１／Ｐｉｎｃ、（ｂ）ＺＲＦ２への電力変換効率Ｐ２／Ｐｉｎｃ、（ｃ）（Ｐ１＋Ｐ２）／Ｐｉｎｃをそれぞれ示す図である。
【図11】測定モデルについて（ａ）伝送線路の寸法、（ｂ）作製した基板をそれぞれ示す図である。
【図12】測定モデルについて電力変換効率の入力インピーダンス特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。
【0012】
ここで改めて、複素共役整合の必要性、複素共役整合の追従の必要性、高周波で複素共役整合の追従を行う場合の問題点、そして直流でＭＰＰＴ制御による追従を行う場合の問題点について記載すると次のようである。
【0013】
（複素共役整合の必要性）
高周波電源（無線電力伝送における受電アンテナなど）から、高周波電力を、整流回路を用いて直流電力に変換する場合、高周波電源と整流回路の間にインピーダンス不整合があると電力が反射して、受電電力が低下する。最大の受電電力を得るためには、高周波電源の出力インピーダンスと整流回路の入力インピーダンスが複素共役（即ち、インピーダンスの実部が等しく、かつ、インピーダンスの虚部が逆符号）の関係にある必要がある。この関係を満たすようにインピーダンスを変換する回路を「整合回路」と呼び、高周波電源と整流回路の間に設置する。
高周波電源（無線電力伝送における受電アンテナなど）から、高周波電力を、整流回路を用いて直流電力に変換する場合、高周波電源と整流回路の間にインピーダンス不整合があると電力が反射して、受電電力が低下する。最大の受電電力を得るためには、高周波電源の出力インピーダンスと整流回路の入力インピーダンスが複素共役（即ち、インピーダンスの実部が等しく、かつ、インピーダンスの虚部が逆符号）の関係にある必要がある。この関係を満たすようにインピーダンスを変換する回路を「整合回路」と呼び、高周波電源と整流回路の間に設置する。
【0014】
（複素共役整合の追従の必要性）
受電アンテナの出力インピーダンスは、送電アンテナと受電アンテナの距離によって変動する。この距離が固定されている場合は、その距離において受電電力が最大になるように整合回路を設計すれば良い。しかし、距離が変動する場合はインピーダンスが変動するため、最大受電電力を維持するためにはインピーダンスの変動を何らかの方法により追従する必要がある。この際、インピーダンスの実部と虚部を調整する必要があるため、調整するパラメーターの数は２個必要となる。
受電アンテナの出力インピーダンスは、送電アンテナと受電アンテナの距離によって変動する。この距離が固定されている場合は、その距離において受電電力が最大になるように整合回路を設計すれば良い。しかし、距離が変動する場合はインピーダンスが変動するため、最大受電電力を維持するためにはインピーダンスの変動を何らかの方法により追従する必要がある。この際、インピーダンスの実部と虚部を調整する必要があるため、調整するパラメーターの数は２個必要となる。
【0015】
（高周波で複素共役整合の追従を行う場合の問題点）
通常、整合回路に可変コンデンサや可変インダクタなどの可変素子を２個用いることにより、インピーダンス整合を追従する方法は広く普及している。この場合、可変素子をモーターやスイッチにより機械的に切り替える必要があるため、大型化する、消費電力が大きい、制御に時間を要するという問題がある。また、周波数が高くなると（ＧＨｚオーダー）可変コンデンサや可変インダクタンスが実現困難という問題がある。
通常、整合回路に可変コンデンサや可変インダクタなどの可変素子を２個用いることにより、インピーダンス整合を追従する方法は広く普及している。この場合、可変素子をモーターやスイッチにより機械的に切り替える必要があるため、大型化する、消費電力が大きい、制御に時間を要するという問題がある。また、周波数が高くなると（ＧＨｚオーダー）可変コンデンサや可変インダクタンスが実現困難という問題がある。
【0016】
（直流でＭＰＰＴ制御による追従を行う場合の問題点）
整合回路の値は可変せず、整流回路により直流に変換した後にＤＣ－ＤＣコンバータを用いる方法が存在する。ＤＣ－ＤＣコンバータを、太陽光発電の分野で広く用いられているＭＰＰＴ制御（以下、「ＭＰＰＴ」と言う場合がある）することにより、受電電力が最大になるように直流のインピーダンスを調整する。この方法の場合、機械的な可変素子を用いる必要が無く、それ故小型化・省電力化・制御の高速化が可能となる。しかし、直流においてはインピーダンス調整の自由度が１（実部のみ）であり、複素共役整合を実現することができない。
整合回路の値は可変せず、整流回路により直流に変換した後にＤＣ－ＤＣコンバータを用いる方法が存在する。ＤＣ－ＤＣコンバータを、太陽光発電の分野で広く用いられているＭＰＰＴ制御（以下、「ＭＰＰＴ」と言う場合がある）することにより、受電電力が最大になるように直流のインピーダンスを調整する。この方法の場合、機械的な可変素子を用いる必要が無く、それ故小型化・省電力化・制御の高速化が可能となる。しかし、直流においてはインピーダンス調整の自由度が１（実部のみ）であり、複素共役整合を実現することができない。
【0017】
図１（ａ）に示すように、伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路１は、高周波電力分配回路２、高周波電力分配回路２に接続された２系統の整流回路４Ａ、４Ｂ、それぞれの整流回路に接続された２系統のＭＰＰＴ制御されるＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂを備える。高周波電力分配回路２は、２系統の伝送線路３Ａ、３Ｂを備える。すなわち伝送線路３Ａ、３Ｂそれぞれに整流回路４Ａ、４Ｂが接続されている。
【0018】
図１（ｂ）に示すように、既存の複数ＭＰＰＴ制御による整合回路１０は、高周波電力分配回路２０が９０°ハイブリッドとリアクタンス素子を備える。一方、複素ＭＰＰＴ整合回路１は、リアクタンス素子ではなく伝送線路を備えることで損失の低減を図ることができる。なお、高周波電力分配回路２には受電アンテナ６が接続されてもよく、ＤＣ－ＤＣコンバータ５Ａ、５Ｂには負荷７が接続されてもよい。
【0019】
（回路構造）
図２には、伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路１１の構造を示す。２系統の直流ＭＰＰＴ制御により高周波複素インピーダンスを可変できるように、電力分配回路１２で異なる電力を分配する。電力分配回路１２は２本の異なる伝送線路１３Ａ、１３Ｂで構成される。
図２には、伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路１１の構造を示す。２系統の直流ＭＰＰＴ制御により高周波複素インピーダンスを可変できるように、電力分配回路１２で異なる電力を分配する。電力分配回路１２は２本の異なる伝送線路１３Ａ、１３Ｂで構成される。
【0020】
（伝送線路）
図３に伝送線路の回路モデルを示す。このように負荷インピーダンスＺＬに対して直列に伝送線路を接続した場合、特性インピーダンスＺ０の伝送線路を介して電気長ｌ離れたところから観測したときの入力インピーダンスＺｉｎは、式（１）で与えられる
ここで、λｇは伝送線路内における波長である。２本の伝送線路によって異なる電力を分配し、２系統のＤＣ－ＤＣコンバータに独立してＭＰＰＴ制御を施すことで制御の自由度２の獲得を図る。
図３に伝送線路の回路モデルを示す。このように負荷インピーダンスＺＬに対して直列に伝送線路を接続した場合、特性インピーダンスＺ０の伝送線路を介して電気長ｌ離れたところから観測したときの入力インピーダンスＺｉｎは、式（１）で与えられる
【数1】
ここで、λｇは伝送線路内における波長である。２本の伝送線路によって異なる電力を分配し、２系統のＤＣ－ＤＣコンバータに独立してＭＰＰＴ制御を施すことで制御の自由度２の獲得を図る。
【0021】
（パラメータ設計）
２本の伝送線路１３Ａ、１３Ｂの特性インピーダンスと電気長Ｚ０１、Ｚ０２を最適な値に設計するために、整流回路を用いない図４の回路によって検討した。整流回路を用いないのは、入力電力に依存せず反射係数が解析できるためである。回路の入力インピーダンスＺｉｎは、式（２）で表される。
２本の伝送線路１３Ａ、１３Ｂの特性インピーダンスと電気長Ｚ０１、Ｚ０２を最適な値に設計するために、整流回路を用いない図４の回路によって検討した。整流回路を用いないのは、入力電力に依存せず反射係数が解析できるためである。回路の入力インピーダンスＺｉｎは、式（２）で表される。
【数2】
【0022】
ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスＲ１ 、Ｒ２がそれぞれ（Ｒ１，Ｒ２）＝（０，０）、（０，∞）、（∞，０）、（∞，∞）のときの回路の入力インピーダンスＺｉｎを表１に示す。
【表1】
【0023】
ｔａｎβｌ１＝１、ｔａｎβｌ２＝－１のとき、回路の入力インピーダンスＺｉｎの範囲はスミスチャート上で上下対称となり、整合可能な範囲を広くとることができる。以上からｌ１＝１／８λｇ、ｌ２＝３／８λｇと決定した。図５には、その場合の伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路２１を示す。
ｔａｎβｌ１＝１、ｔａｎβｌ２＝－１のときとは、すなわち、式（７）、（８）が成り立つことを意味する。一方、伝送線路をもちいることによる整合可能範囲を最大化することの観点から、Ｚ０１、Ｚ０２はそれぞれ１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩが好ましく、それぞれ２５Ω～１００Ωがより好ましく、それぞれ５７Ω（Ｚ０１）、５０Ω（Ｚ０２）が最も好ましい。
ｔａｎβｌ１＝１、ｔａｎβｌ２＝－１のときとは、すなわち、式（７）、（８）が成り立つことを意味する。一方、伝送線路をもちいることによる整合可能範囲を最大化することの観点から、Ｚ０１、Ｚ０２はそれぞれ１Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１０ｋΩが好ましく、それぞれ２５Ω～１００Ωがより好ましく、それぞれ５７Ω（Ｚ０１）、５０Ω（Ｚ０２）が最も好ましい。
【数7】
【数8】
【0024】
(最適化条件）
伝送線路の特性インピーダンスを０Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１００ｋΩの範囲でさまざまな組み合わせにし、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスを０．１Ω≦Ｒ１、Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させた時のＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎを計算した。計算した中で、整合可能な範囲を最も広くとる特性インピーダンスの組み合わせを最適値として設計した。
伝送線路の特性インピーダンスを０Ω≦Ｚ０１、Ｚ０２≦１００ｋΩの範囲でさまざまな組み合わせにし、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスを０．１Ω≦Ｒ１、Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させた時のＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎを計算した。計算した中で、整合可能な範囲を最も広くとる特性インピーダンスの組み合わせを最適値として設計した。
【0025】
(最適化結果）
上記の解析の結果、最適な伝送線路の組み合わせはＺ０１＝５７Ω、Ｚ０２＝５０Ωとなった。図６に最適な伝送線路の特性インピーダンスと線路長におけるＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎを示す。５０Ωに対する反射係数Γ＝－１０．３１ｄＢ以下であれば位相によらず整合可能であることが確認された。
次に、ＺＲＦ１、ＺＲＦ２での電力変換効率をそれぞれＰ１／Ｐｉｎｃ、Ｐ２／Ｐｉｎｃとし、図１０に示す。図１０よりＰ１、Ｐ２に対してそれぞれ独立にＭＰＰＴ制御を施せば最大の電力変換効率が得られることが分かった。
以下には設計した回路の評価について記載する。
上記の解析の結果、最適な伝送線路の組み合わせはＺ０１＝５７Ω、Ｚ０２＝５０Ωとなった。図６に最適な伝送線路の特性インピーダンスと線路長におけるＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎを示す。５０Ωに対する反射係数Γ＝－１０．３１ｄＢ以下であれば位相によらず整合可能であることが確認された。
次に、ＺＲＦ１、ＺＲＦ２での電力変換効率をそれぞれＰ１／Ｐｉｎｃ、Ｐ２／Ｐｉｎｃとし、図１０に示す。図１０よりＰ１、Ｐ２に対してそれぞれ独立にＭＰＰＴ制御を施せば最大の電力変換効率が得られることが分かった。
以下には設計した回路の評価について記載する。
【0026】
＜出力インピーダンスと電力変換効率＞
（回路の評価）
設計した回路を評価するため、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路と比較を行った。電源の出力インピーダンスＺａｎｔを変化させた時に、適応的に整合を行えるか電力変換効率を指標に比較する。また、上記と同様に入力電力によらず反射係数が解析できるため、整流回路を用いなかった。
（回路の評価）
設計した回路を評価するため、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路と比較を行った。電源の出力インピーダンスＺａｎｔを変化させた時に、適応的に整合を行えるか電力変換効率を指標に比較する。また、上記と同様に入力電力によらず反射係数が解析できるため、整流回路を用いなかった。
【0027】
（解析条件）
図７に従来のＭＰＰＴ制御による整合回路を示す。設計した回路の解析結果と比較を行うため、整流回路を用いなかった。図４および図７の電源の出力インピーダンスＺａｎｔをΩ≦Ｒｅ｛Ｚａｎｔ｝≦１００ｋΩ，－１００ｋΩ≦Ｉｍ｛Ｚａｎｔ｝≦１００ｋΩの範囲で変化させた時の電力変換効率を解析する。電力変換率は、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路では図7中の入射電力Ｐｉｎｃ、負荷に供給される電力Ｐを用いて式（３）で定義する。
また、複素ＭＰＰＴを用いた整合回路では図４中の入射電力Ｐｉｎｃ、負荷に供給される電力Ｐ１、Ｐ２を用いて式（４）で定義する。
図７に従来のＭＰＰＴ制御による整合回路を示す。設計した回路の解析結果と比較を行うため、整流回路を用いなかった。図４および図７の電源の出力インピーダンスＺａｎｔをΩ≦Ｒｅ｛Ｚａｎｔ｝≦１００ｋΩ，－１００ｋΩ≦Ｉｍ｛Ｚａｎｔ｝≦１００ｋΩの範囲で変化させた時の電力変換効率を解析する。電力変換率は、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路では図7中の入射電力Ｐｉｎｃ、負荷に供給される電力Ｐを用いて式（３）で定義する。
【数3】
また、複素ＭＰＰＴを用いた整合回路では図４中の入射電力Ｐｉｎｃ、負荷に供給される電力Ｐ１、Ｐ２を用いて式（４）で定義する。
【数4】
【0028】
この時、負荷の入力インピーダンスはそれぞれの出力インピーダンスＺａｎｔに対して０Ω≦Ｒ，Ｒ１，Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させ、電力変換効率を最大に保つ値をとり解析を行った。
【0029】
（解析結果）
電力変換効率の等高図を図８（ａ）、（ｂ）、図９の５０Ω中心のスミスチャート上に示す。出力インピーダンスＺａｎｔの変動に対して、式（３）、（４）により電力変換効率の最大値を示した。図８（ａ）には、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路の結果を、図８（ｂ）には、伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴを用いた整合回路の結果を、図９には伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴの結果と従来のＭＰＰＴの結果の差を示し、設計した回路の有効性を評価した。
図８（ｂ）より、図６に示した反射係数の領域で最大の電力変換効率を得られることが確認された。図９より、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路と比較すると出力インピーダンスＺａｎｔが虚部を持つ領域で広く電力変換効率の向上が確認できる。
電力変換効率の等高図を図８（ａ）、（ｂ）、図９の５０Ω中心のスミスチャート上に示す。出力インピーダンスＺａｎｔの変動に対して、式（３）、（４）により電力変換効率の最大値を示した。図８（ａ）には、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路の結果を、図８（ｂ）には、伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴを用いた整合回路の結果を、図９には伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴの結果と従来のＭＰＰＴの結果の差を示し、設計した回路の有効性を評価した。
図８（ｂ）より、図６に示した反射係数の領域で最大の電力変換効率を得られることが確認された。図９より、従来のＭＰＰＴ制御による整合回路と比較すると出力インピーダンスＺａｎｔが虚部を持つ領域で広く電力変換効率の向上が確認できる。
【0030】
＜整流回路を含む複素ＭＰＰＴの解析＞
（解析結果）
図２の複素ＭＰＰＴによる整合回路において、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスを０．１Ω≦Ｒ１，Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させた時のＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎと、電源の出力インピーダンスＺａｎｔを１Ω≦Ｒｅ｛Ｚａｎｔ｝≦２５００Ω，－１５００Ω≦Ｉｍ｛Ｚａｎｔ｝≦１５００の範囲で変化させた時の電力変換効率を解析した。電力変換率は式（４）のηを使用する。負荷の入力インピーダンスはそれぞれの出力インピーダンスＺａｎｔに対して０Ω≦Ｒ，Ｒ１，Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させ、電力変換効率を最大に保つ値をとり解析を行う。ダイオードはＳＭＳ３９２３を使用した。
（解析結果）
図２の複素ＭＰＰＴによる整合回路において、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスを０．１Ω≦Ｒ１，Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させた時のＡ点から見た入力インピーダンスＺｉｎと、電源の出力インピーダンスＺａｎｔを１Ω≦Ｒｅ｛Ｚａｎｔ｝≦２５００Ω，－１５００Ω≦Ｉｍ｛Ｚａｎｔ｝≦１５００の範囲で変化させた時の電力変換効率を解析した。電力変換率は式（４）のηを使用する。負荷の入力インピーダンスはそれぞれの出力インピーダンスＺａｎｔに対して０Ω≦Ｒ，Ｒ１，Ｒ２≦１００ｋΩの範囲で変化させ、電力変換効率を最大に保つ値をとり解析を行う。ダイオードはＳＭＳ３９２３を使用した。
【0031】
（測定モデル）
図５に示した伝送線路により図２の電力分配回路および整流回路を作製し、図１１に示す。想定周波数は９２０ＭＨｚ、導体材質は銅、導体厚さは０．０１８ｍｍ、基板の比誘電率は２．６、誘電正接は０．０００８３、基板の厚さは０．８ｍｍである。整流回路のダイオードはＳＭＳ３９２３を使用した。。
図５に示した伝送線路により図２の電力分配回路および整流回路を作製し、図１１に示す。想定周波数は９２０ＭＨｚ、導体材質は銅、導体厚さは０．０１８ｍｍ、基板の比誘電率は２．６、誘電正接は０．０００８３、基板の厚さは０．８ｍｍである。整流回路のダイオードはＳＭＳ３９２３を使用した。。
【0032】
（電力変換効率のＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンス依存性）
電力変換効率とＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスの変化との関係について確認した。実験は電源の周波数９２０ＭＨｚ、入射電力はＰｉｎｃ＝２５０ｍＷで行い、方向性結合器で進行波と反射波を取り出してネットワークアナライザにて測定した。この時、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスＲ１，Ｒ２に相当する電子負荷を１０Ω≦Ｒ１≦１０ｋΩ，１０Ω≦Ｒ２≦１０ｋΩの範囲で変化させた。なお、電源の出力インピーダンスはＺａｎｔ＝５０Ωとし、電力変換効率は式（４）、（５）、（６）で求めた。
電力変換効率とＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスの変化との関係について確認した。実験は電源の周波数９２０ＭＨｚ、入射電力はＰｉｎｃ＝２５０ｍＷで行い、方向性結合器で進行波と反射波を取り出してネットワークアナライザにて測定した。この時、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力インピーダンスＲ１，Ｒ２に相当する電子負荷を１０Ω≦Ｒ１≦１０ｋΩ，１０Ω≦Ｒ２≦１０ｋΩの範囲で変化させた。なお、電源の出力インピーダンスはＺａｎｔ＝５０Ωとし、電力変換効率は式（４）、（５）、（６）で求めた。
【数5】
【数6】
【0033】
電力変換効率の入力インピーダンス特性を図１２に等高図に示す。図１２（ａ）、（ｂ）をそれぞれＲ１、Ｒ２の軸方向に見ると、電力変換効率がピークを１つだけ持つことが確認でき、山登り法による制御が有効であることが明らかとなる。また、図１２（ａ）、（ｂ）と図１２（ｃ）を比較するとＰ１／Ｐｉｎｃがピークとなる点において、（Ｐ１＋Ｐ２）／Ｐｉｎｃもピークをとることが確認できる。一方で、Ｐ２／Ｐｉｎｃがピークとなる点において、（Ｐ１＋Ｐ２）／Ｐｉｎｃはピークとなっていない。よって、Ｐ１、Ｐ２に対してそれぞれ独立してＭＰＰＴ制御を施しても最大の電力変換効率は得られない。しかし、整合回路全体の電力変換効率（Ｐ１＋Ｐ２）／Ｐｉｎｃをもとに２系統ＭＰＰＴ制御を交互に施せば、最大の電力変換効率が得られる。この時、図１２（ｃ）における最大の電力変換効率は４０．９％であった。
【産業上の利用可能性】
【0034】
近距離で、大電力の高周波電力を送り、かつ、伝送距離が変化する用途で本発明が生かされる。自動車用充電装置への応用の可能性がある。
【符号の説明】
【0035】
１、１１、２１：伝送線路を用いた複素ＭＰＰＴ整合回路
２、１２：高周波電力分配回路（伝送線路を備える）
３Ａ、３Ｂ、１３Ａ、１３Ｂ：伝送線路
４Ａ、４Ｂ：整流回路
５Ａ、５Ｂ：ＤＣ－ＤＣコンバータ
６：受電アンテナ
７：負荷
１０：複素ＭＰＰＴ整合回路（従来技術）
２０：高周波電力分配回路（従来技術）
２、１２：高周波電力分配回路（伝送線路を備える）
３Ａ、３Ｂ、１３Ａ、１３Ｂ：伝送線路
４Ａ、４Ｂ：整流回路
５Ａ、５Ｂ：ＤＣ－ＤＣコンバータ
６：受電アンテナ
７：負荷
１０：複素ＭＰＰＴ整合回路（従来技術）
２０：高周波電力分配回路（従来技術）
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
