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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023054868
(43)【公開日】2023-04-17
(54)【発明の名称】較正装置、変換装置、較正方法、および較正プログラム
(51)【国際特許分類】
G01R 23/165 20060101AFI20230410BHJP
H03M 1/12 20060101ALI20230410BHJP
G01R 35/00 20060101ALI20230410BHJP
【ＦＩ】
G01R23/165 B
H03M1/12 C
G01R35/00 G
【審査請求】未請求
【請求項の数】13
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021163815
(22)【出願日】2021-10-05
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用申請有り 令和３年６月７日に、ウェブサイト（アドレス：ｈｔｔｐｓ：／／ｉｅｅｅｘｐｌｏｒｅ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｄｏｃｕｍｅｎｔ／９４４７９４０）にて、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｉ：Ｒｅｇｕｌａｒ ＰａｐｅｒｓのＥａｒｌｙ Ａｃｃｅｓｓの一部として、Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒの補償に関する研究について公開（論文名：「Ｈｉｇｈ－Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ Ｓｕｂ－Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ Ｔｅｓｔｉｎｇ」）。
(71)【出願人】
【識別番号】390005175
【氏名又は名称】株式会社アドバンテスト
(71)【出願人】
【識別番号】504137912
【氏名又は名称】国立大学法人 東京大学
(74)【代理人】
【識別番号】110000877
【氏名又は名称】弁理士法人ＲＹＵＫＡ国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】浅見 幸司
(72)【発明者】
【氏名】飯塚 哲也
(72)【発明者】
【氏名】ゾルボー ビャムバドルジ
【テーマコード（参考）】
5J022
【Ｆターム（参考）】
5J022AA01
5J022BA01
(57)【要約】
【解決手段】入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数帯域にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部と、マルチトーン信号に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部と、複数の較正用バンドパス信号に基づいて、変換器における再構成のパラメータを較正する較正処理部とを備える較正装置を提供する。
【選択図】図１
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、前記複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部と、
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部と、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部と
を備える較正装置。
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部と、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部と
を備える較正装置。
【請求項2】
前記較正用入力信号は、前記複数の信号パターンの繰り返し周波数の整数倍の周波数を中心周波数とし、前記繰り返し周波数の幅を有する周波数スロットの中に、前記中心周波数に対して非対称に配置された前記複数の周波数のそれぞれにトーンを有する請求項１に記載の較正装置。
【請求項3】
前記較正用入力信号の各トーンは、前記中心周波数を中心として当該トーンの周波数と対称な周波数に前記較正用入力信号の他のトーンが存在しない周波数を有する請求項２に記載の較正装置。
【請求項4】
前記較正用入力信号の各トーンは、前記周波数スロットの中に、予め定められた周波数間隔で配置される請求項２または３に記載の較正装置。
【請求項5】
前記較正用入力信号の各トーンは、同じ信号強度を有する請求項２から４のいずれか一項に記載の較正装置。
【請求項6】
前記較正処理部は、
第１の前記較正用バンドパス信号における一の周波数スロット内に含まれる複数のトーン間での信号強度の変化に応じて、当該一の周波数スロット内における、前記第１の較正用入力信号から前記第１の較正用バンドパス信号を得るまでのパスの少なくとも一部における周波数特性を推定し、
前記第１の較正用バンドパス信号を補正する前記補正フィルタを、前記一の周波数スロット内において前記周波数特性の逆特性に応じた特性に較正する
請求項２から５のいずれか一項に記載の較正装置。
第１の前記較正用バンドパス信号における一の周波数スロット内に含まれる複数のトーン間での信号強度の変化に応じて、当該一の周波数スロット内における、前記第１の較正用入力信号から前記第１の較正用バンドパス信号を得るまでのパスの少なくとも一部における周波数特性を推定し、
前記第１の較正用バンドパス信号を補正する前記補正フィルタを、前記一の周波数スロット内において前記周波数特性の逆特性に応じた特性に較正する
請求項２から５のいずれか一項に記載の較正装置。
【請求項7】
前記較正処理部は、前記第１の較正用バンドパス信号を補正する前記補正フィルタを較正して、前記帯域制限のカットオフ周波数までの各周波数スロットについて、当該周波数スロットにおける前記周波数特性の逆特性に応じた特性とする請求項６に記載の較正装置。
【請求項8】
前記較正処理部は、前記第１の較正用バンドパス信号における隣接する第１の周波数スロットおよび第２の周波数スロットの間の境界において、前記第１の周波数スロット側の前記パスの周波数特性と、前記第２の周波数スロット側の前記パスの周波数特性とを近付ける調整を行なう請求項６または７に記載の較正装置。
【請求項9】
入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、前記複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器と、
請求項１から８のいずれか一項に記載の較正装置と
を備える変換装置。
請求項１から８のいずれか一項に記載の較正装置と
を備える変換装置。
【請求項10】
前記変換器は、
前記入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じる複数のミキサと、
前記複数のミキサが出力する複数の信号のそれぞれを帯域制限する複数のバンドパスフィルタと、
前記複数のバンドパスフィルタを通過した信号をそれぞれサンプリングした前記複数のバンドパス信号を出力する複数のＡＤ変換器と、
前記複数のバンドパス信号をそれぞれ補正した複数の補正バンドパス信号を出力する複数の補正フィルタ部と、
前記複数の補正バンドパス信号から前記出力信号を再構成する再構成部と
を有する請求項９に記載の変換装置。
前記入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じる複数のミキサと、
前記複数のミキサが出力する複数の信号のそれぞれを帯域制限する複数のバンドパスフィルタと、
前記複数のバンドパスフィルタを通過した信号をそれぞれサンプリングした前記複数のバンドパス信号を出力する複数のＡＤ変換器と、
前記複数のバンドパス信号をそれぞれ補正した複数の補正バンドパス信号を出力する複数の補正フィルタ部と、
前記複数の補正バンドパス信号から前記出力信号を再構成する再構成部と
を有する請求項９に記載の変換装置。
【請求項11】
前記複数の補正フィルタ部のそれぞれは、
前記複数のバンドパス信号のうち当該補正フィルタ部に入力されるバンドパス信号を低域濾波するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過したバンドパス信号を補正する補正フィルタと
を有する請求項１０に記載の変換装置。
前記複数のバンドパス信号のうち当該補正フィルタ部に入力されるバンドパス信号を低域濾波するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過したバンドパス信号を補正する補正フィルタと
を有する請求項１０に記載の変換装置。
【請求項12】
入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、前記複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給し、
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得し、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する
較正方法。
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得し、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する
較正方法。
【請求項13】
コンピュータにより実行され、前記コンピュータを、
入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、前記複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部と、
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部と、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部と
して機能させる較正プログラム。
入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、前記複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部と、
前記較正用入力信号に応じて前記変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部と、
前記複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、前記複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部と
して機能させる較正プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、較正装置、変換装置、較正方法、および較正プログラムに関する。
【背景技術】
【0002】
圧縮センシングは、広い周波数帯域中にスパースに存在する狭帯域信号をサンプリングする技術である。圧縮センシングを行う変換器として、モジュレーテッド・ワイドバンド・コンバータ（ＭＷＣ：Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が知られている（非特許文献１～２）。ＭＷＣは、狭帯域信号がスパースに存在する広帯域の入力信号に複数の周期符号関数（ＰＳＦ：Ｐｅｒｉｏｄｉｃ Ｓｉｇｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）をそれぞれ乗じてサンプリングした複数の信号を用いて元の入力信号を再構成する。非特許文献３～８は、このようなＭＷＣを較正（キャリブレーション）する技術を開示する。非特許文献１０～１２は、理想的でないローパスフィルタを用いた場合にＭＷＣによる信号の再構成能力が劣化することを示す。非特許文献１３～１７は、ローパスフィルタの周波数特性を補正する技術を開示する。
［先行技術文献］
［非特許文献］
［非特許文献１］Ｍｉｓｈａｌｉ ａｎｄ Ｙ． Ｃ． Ｅｌｄａｒ，「Ｆｒｏｍ ｔｈｅｏｒｙ ｔｏ ｐｒａｃｔｉｃｅ： Ｓｕｂ－ｎｙｑｕｉｓｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｏｆ ｓｐａｒｓｅ ｗｉｄｅｂａｎｄ ａｎａｌｏｇ ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ｔｏｐｉｃｓ ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． ４，ｎｏ． ２，ｐｐ． ３７５－３９１，Ａｐｒｉｌ ２０１０
［非特許文献２］Ｄ． Ｌ． Ｄｏｎｏｈｏ，「Ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ」，ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ． ５２，ｎｏ． ４，ｐｐ． １２８９－１３０６，Ａｐｒｉｌ ２００６
［非特許文献３］Ｐｅｎｇ Ｗａｎｇ，Ｆｅｉ Ｙｏｕ， ａｎｄ Ｓｏｎｇｂａｉ Ｈｅ，「Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｅｎｓｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｂｕｉｌｔ ｕｐｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｓｉｇｎａｌｓ」，Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ． ３８，７，Ｊｕｌｙ ２０１９
［非特許文献４］Ｊ． Ｐａｒｋ，Ｊ． Ｊａｎｇ ａｎｄ Ｈ． Ｌｅｅ，「Ａ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｕｓｉｎｇ ｓｉｎｕｓｏｉｄｓ ｗｉｔｈ ｕｎｋｎｏｗｎ ｐｈａｓｅｓ」，２０１７ Ｎｉｎｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｕｂｉｑｕｉｔｏｕｓ ａｎｄ Ｆｕｔｕｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＩＣＵＦＮ），Ｍｉｌａｎ，２０１７，ｐｐ． ９５１－９５５
［非特許文献５］Ｌ． Ｃｈｅｎ， Ｊ． Ｊｉｎ ａｎｄ Ｙ． Ｇｕ，「Ａ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ ａｎａｌｙｓｉｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」，ＩＥＥＥ １０ｔｈ ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＯＮ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ，Ｂｅｉｊｉｎｇ，２０１０，ｐｐ． ７８－８１
［非特許文献６］Ｌｉｕ， Ｗｅｉｓｏｎｇ ｅｔ ａｌ．，「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｅｎｓｉｎｇ： Ｔｈｅｏｒｙ， Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ」，Ｓｅｎｓｏｒｓ（Ｂａｓｅｌ， Ｓｗｉｔｚｅｒｌａｎｄ） ｖｏｌ． １７，５ １０３５．４ Ｍａｙ． ２０１７
［非特許文献７］Ｅ． Ｉｓｒａｅｌｉ ｅｔ ａｌ．，「Ｈａｒｄｗａｒｅ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」，２０１４ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ａｕｓｔｉｎ，ＴＸ，２０１４，ｐｐ． ９４８－９５３
［非特許文献８］Ｎ． Ｆｕ，Ｓ． Ｊｉａｎｇ，Ｌ． Ｄｅｎｇ ａｎｄ Ｌ． Ｑｉａｏ，「Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ－ｐｈａｓｅ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍ」，ｉｎ ＩＥＴ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． １３，ｎｏ． ６，ｐｐ． ６２４－６３２，８ ２０１９
［非特許文献９］Ｓ． Ｂｏｙｄ，「Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ ｓｉｇｎａｌｓ ｗｉｔｈ ｌｏｗ ｃｒｅｓｔ ｆａｃｔｏｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ．，ｖｏｌ． ＣＡＳ－３３，ｎｏ． １０，ｐｐ． １０１８－１０２２，Ｏｃｔ． １９８６
［非特許文献１０］Ｊ． Ｚｈａｎｇ，Ｎ． Ｆｕ，Ｗ． Ｙｕ，ａｎｄ Ｘ． Ｐｅｎｇ，「Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌｉｔｉｅｓ ｏｆ ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ」，Ｐｒｏｃ． ＳＰＩＥ，ｖｏｌ． ８７５９，０１ ２０１３
［非特許文献１１］Ｐ． Ｊ． Ｐａｎｋｉｅｗｉｃｚ，Ｔ． Ａｒｉｌｄｓｅｎ，ａｎｄ Ｔ． Ｌａｒｓｅｎ，「Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｒａｍｅｗｏｒｋ ｔｏ ｆｉｌｔｅｒ ｔｏｌｅｒａｎｃｅｓ」， ｉｎ ２０１１ １９ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２０１１，ｐｐ． ５３４－５３８
［非特許文献１２］Ｓ． Ｓｍａｉｌｉ ａｎｄ Ｙ． Ｍａｓｓｏｕｄ，「Ａｃｃｕｒａｔｅ ａｎｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ａ ｇｅｎｅｒａｌ ｆｉｌｔｅｒ」，ｉｎ ２０１４ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ（ＩＳＣＡＳ），２０１４，ｐｐ． ２５１９－２５２２
［非特許文献１３］Ｚｈａｏ Ｙｉｊｉｕ，Ｌｏｎｇ Ｌｉｎｇ，Ｚｈｕａｎｇ Ｘｉａｏｙａｎ，ａｎｄ Ｄａｉ Ｚｈｉｊｉａｎ，「Ｍｏｄｅｌ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ」，ｉｎ ２０１５ １２ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ （ＩＣＥＭＩ），ｖｏｌ． ０２，Ｊｕｌｙ ２０１５，ｐｐ． ８０８－８１２
［非特許文献１４］Ｙ． Ｚｈａｏ，Ｈ． Ｗａｎｇ，ａｎｄ Ｚ． Ｄａｉ，「Ｍｏｄｅｌ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ」，Ｃｏｍｐｅｌ－ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ ｆｏｒ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ ｉｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ｖｏｌ． ３４，ｐｐ． ９４１－９５１，２０１５
［非特許文献１５］Ｙ． Ｃｈｅｎ，Ｍ． Ｍｉｓｈａｌｉ，Ｙ． Ｃ． Ｅｌｄａｒ，ａｎｄ Ａ． Ｏ． Ｈｅｒｏ，「Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ」，ｉｎ ２０１０ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，２０１０，ｐｐ．３６３０－３６３３
［非特許文献１６］Ｌ．－Ｌ． Ｎｇｕｙｅｎ，Ｒ． Ｇａｕｔｉｅｒ，Ａ． Ｆｉｃｈｅ，Ｇ． Ｂｕｒｅｌ，ａｎｄ Ｅ． Ｒａｄｏｉ，「Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ ｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． １５２，ｐｐ． ２９２－３１０，２０１８，［Ｏｎｌｉｎｅ］ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｃｉｅｎｃｅｄｉｒｅｃｔ．ｃｏｍ／ｓｃｉｅｎｃｅ／ａｒｔｉｃｌｅ／ｐｉｉ／Ｓ０１６５１６８４１８３０２０８１
［非特許文献１７］Ｌ． Ｎｇｕｙｅｎ，Ａ． Ｆｉｃｈｅ，Ｒ． Ｇａｕｔｉｅｒ，Ｃ． Ｃａｎａｆｆ，Ｅ． Ｒａｄｏｉ，ａｎｄ Ｇ． Ｂｕｒｅｌ，「Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｃｏｔｓ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｗｉｔｈ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」，ｉｎ ２０１８ １５ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｖｉｄｅｏ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｂａｓｅｄ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ （ＡＶＳＳ），２０１８，ｐｐ． １－６
［先行技術文献］
［非特許文献］
［非特許文献１］Ｍｉｓｈａｌｉ ａｎｄ Ｙ． Ｃ． Ｅｌｄａｒ，「Ｆｒｏｍ ｔｈｅｏｒｙ ｔｏ ｐｒａｃｔｉｃｅ： Ｓｕｂ－ｎｙｑｕｉｓｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｏｆ ｓｐａｒｓｅ ｗｉｄｅｂａｎｄ ａｎａｌｏｇ ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ｔｏｐｉｃｓ ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． ４，ｎｏ． ２，ｐｐ． ３７５－３９１，Ａｐｒｉｌ ２０１０
［非特許文献２］Ｄ． Ｌ． Ｄｏｎｏｈｏ，「Ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ」，ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ． ５２，ｎｏ． ４，ｐｐ． １２８９－１３０６，Ａｐｒｉｌ ２００６
［非特許文献３］Ｐｅｎｇ Ｗａｎｇ，Ｆｅｉ Ｙｏｕ， ａｎｄ Ｓｏｎｇｂａｉ Ｈｅ，「Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｅｎｓｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｂｕｉｌｔ ｕｐｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｓｉｇｎａｌｓ」，Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ． ３８，７，Ｊｕｌｙ ２０１９
［非特許文献４］Ｊ． Ｐａｒｋ，Ｊ． Ｊａｎｇ ａｎｄ Ｈ． Ｌｅｅ，「Ａ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｕｓｉｎｇ ｓｉｎｕｓｏｉｄｓ ｗｉｔｈ ｕｎｋｎｏｗｎ ｐｈａｓｅｓ」，２０１７ Ｎｉｎｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｕｂｉｑｕｉｔｏｕｓ ａｎｄ Ｆｕｔｕｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＩＣＵＦＮ），Ｍｉｌａｎ，２０１７，ｐｐ． ９５１－９５５
［非特許文献５］Ｌ． Ｃｈｅｎ， Ｊ． Ｊｉｎ ａｎｄ Ｙ． Ｇｕ，「Ａ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ ａｎａｌｙｓｉｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」，ＩＥＥＥ １０ｔｈ ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＯＮ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ，Ｂｅｉｊｉｎｇ，２０１０，ｐｐ． ７８－８１
［非特許文献６］Ｌｉｕ， Ｗｅｉｓｏｎｇ ｅｔ ａｌ．，「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｅｎｓｉｎｇ： Ｔｈｅｏｒｙ， Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ」，Ｓｅｎｓｏｒｓ（Ｂａｓｅｌ， Ｓｗｉｔｚｅｒｌａｎｄ） ｖｏｌ． １７，５ １０３５．４ Ｍａｙ． ２０１７
［非特許文献７］Ｅ． Ｉｓｒａｅｌｉ ｅｔ ａｌ．，「Ｈａｒｄｗａｒｅ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」，２０１４ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ａｕｓｔｉｎ，ＴＸ，２０１４，ｐｐ． ９４８－９５３
［非特許文献８］Ｎ． Ｆｕ，Ｓ． Ｊｉａｎｇ，Ｌ． Ｄｅｎｇ ａｎｄ Ｌ． Ｑｉａｏ，「Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ－ｐｈａｓｅ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍ」，ｉｎ ＩＥＴ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． １３，ｎｏ． ６，ｐｐ． ６２４－６３２，８ ２０１９
［非特許文献９］Ｓ． Ｂｏｙｄ，「Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ ｓｉｇｎａｌｓ ｗｉｔｈ ｌｏｗ ｃｒｅｓｔ ｆａｃｔｏｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ．，ｖｏｌ． ＣＡＳ－３３，ｎｏ． １０，ｐｐ． １０１８－１０２２，Ｏｃｔ． １９８６
［非特許文献１０］Ｊ． Ｚｈａｎｇ，Ｎ． Ｆｕ，Ｗ． Ｙｕ，ａｎｄ Ｘ． Ｐｅｎｇ，「Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌｉｔｉｅｓ ｏｆ ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ」，Ｐｒｏｃ． ＳＰＩＥ，ｖｏｌ． ８７５９，０１ ２０１３
［非特許文献１１］Ｐ． Ｊ． Ｐａｎｋｉｅｗｉｃｚ，Ｔ． Ａｒｉｌｄｓｅｎ，ａｎｄ Ｔ． Ｌａｒｓｅｎ，「Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｒａｍｅｗｏｒｋ ｔｏ ｆｉｌｔｅｒ ｔｏｌｅｒａｎｃｅｓ」， ｉｎ ２０１１ １９ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２０１１，ｐｐ． ５３４－５３８
［非特許文献１２］Ｓ． Ｓｍａｉｌｉ ａｎｄ Ｙ． Ｍａｓｓｏｕｄ，「Ａｃｃｕｒａｔｅ ａｎｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｒａｎｄｏｍ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ａ ｇｅｎｅｒａｌ ｆｉｌｔｅｒ」，ｉｎ ２０１４ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ（ＩＳＣＡＳ），２０１４，ｐｐ． ２５１９－２５２２
［非特許文献１３］Ｚｈａｏ Ｙｉｊｉｕ，Ｌｏｎｇ Ｌｉｎｇ，Ｚｈｕａｎｇ Ｘｉａｏｙａｎ，ａｎｄ Ｄａｉ Ｚｈｉｊｉａｎ，「Ｍｏｄｅｌ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ」，ｉｎ ２０１５ １２ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ （ＩＣＥＭＩ），ｖｏｌ． ０２，Ｊｕｌｙ ２０１５，ｐｐ． ８０８－８１２
［非特許文献１４］Ｙ． Ｚｈａｏ，Ｈ． Ｗａｎｇ，ａｎｄ Ｚ． Ｄａｉ，「Ｍｏｄｅｌ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ」，Ｃｏｍｐｅｌ－ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ ｆｏｒ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ ｉｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ｖｏｌ． ３４，ｐｐ． ９４１－９５１，２０１５
［非特許文献１５］Ｙ． Ｃｈｅｎ，Ｍ． Ｍｉｓｈａｌｉ，Ｙ． Ｃ． Ｅｌｄａｒ，ａｎｄ Ａ． Ｏ． Ｈｅｒｏ，「Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｎｏｎ－ｉｄｅａｌ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ」，ｉｎ ２０１０ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，２０１０，ｐｐ．３６３０－３６３３
［非特許文献１６］Ｌ．－Ｌ． Ｎｇｕｙｅｎ，Ｒ． Ｇａｕｔｉｅｒ，Ａ． Ｆｉｃｈｅ，Ｇ． Ｂｕｒｅｌ，ａｎｄ Ｅ． Ｒａｄｏｉ，「Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ ｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ． １５２，ｐｐ． ２９２－３１０，２０１８，［Ｏｎｌｉｎｅ］ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｃｉｅｎｃｅｄｉｒｅｃｔ．ｃｏｍ／ｓｃｉｅｎｃｅ／ａｒｔｉｃｌｅ／ｐｉｉ／Ｓ０１６５１６８４１８３０２０８１
［非特許文献１７］Ｌ． Ｎｇｕｙｅｎ，Ａ． Ｆｉｃｈｅ，Ｒ． Ｇａｕｔｉｅｒ，Ｃ． Ｃａｎａｆｆ，Ｅ． Ｒａｄｏｉ，ａｎｄ Ｇ． Ｂｕｒｅｌ，「Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ ｓｅｎｓｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｃｏｔｓ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｗｉｔｈ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」，ｉｎ ２０１８ １５ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｖｉｄｅｏ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｂａｓｅｄ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ （ＡＶＳＳ），２０１８，ｐｐ． １－６
【発明の概要】
【0003】
本発明の第１の態様においては、較正装置を提供する。較正装置は、入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部を備えてよい。較正装置は、較正用入力信号に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部を備えてよい。較正装置は、複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部を備えてよい。
【0004】
較正用入力信号は、複数の信号パターンの繰り返し周波数の整数倍の周波数を中心周波数とし、繰り返し周波数の幅を有する周波数スロットの中に、中心周波数に対して非対称に配置された複数の周波数のそれぞれにトーンを有してよい。
【0005】
較正用入力信号の各トーンは、中心周波数を中心として当該トーンの周波数と対称な周波数に較正用入力信号の他のトーンが存在しない周波数を有してよい。
【0006】
較正用入力信号の各トーンは、周波数スロットの中に、予め定められた周波数間隔で配置されてよい。
【0007】
較正用入力信号の各トーンは、同じ信号強度を有してよい。
【0008】
較正処理部は、第１の較正用バンドパス信号における一の周波数スロット内に含まれる複数のトーン間での信号強度の変化に応じて、当該一の周波数スロット内における、較正用入力信号から第１の較正用バンドパス信号を得るまでのパスの少なくとも一部における周波数特性を推定してよい。
【0009】
較正処理部は、第１の較正用バンドパス信号を補正する補正フィルタを、一の周波数スロット内において周波数特性の逆特性に応じた特性に較正してよい。
【0010】
較正処理部は、第１の較正用バンドパス信号を補正する補正フィルタを較正して、帯域制限のカットオフ周波数までの各周波数スロットについて、当該周波数スロットにおける周波数特性の逆特性に応じた特性としてよい。
【0011】
較正処理部は、第１の較正用バンドパス信号における隣接する第１の周波数スロットおよび第２の周波数スロットの間の境界において、第１の周波数スロット側のパスの周波数特性と、第２の周波数スロット側のパスの周波数特性とを近付ける調整を行なってよい。
【0012】
本発明の第２の態様においては、変換装置を提供する。変換装置は、入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器を備えてよい。変換装置は、較正装置を備えてよい。
【0013】
変換器は、入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じる複数のミキサを有してよい。変換器は、複数のミキサが出力する複数の信号のそれぞれを帯域制限する複数のバンドパスフィルタを有してよい。変換器は、複数のバンドパスフィルタを通過した信号をそれぞれサンプリングした複数のバンドパス信号を出力する複数のＡＤ変換器を有してよい。変換器は、複数のバンドパス信号をそれぞれ補正した複数の補正バンドパス信号を出力する複数の補正フィルタ部を有してよい。変換器は、複数の補正バンドパス信号から出力信号を再構成する再構成部を有してよい。
【0014】
複数の補正フィルタ部のそれぞれは、複数のバンドパス信号のうち当該補正フィルタ部に入力されるバンドパス信号を低域濾波するローパスフィルタを有してよい。複数の補正フィルタ部のそれぞれは、ローパスフィルタを通過したバンドパス信号を補正する補正フィルタを有してよい。
【0015】
本発明の第３の態様においては、較正方法を提供する。較正方法においては、入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給してよい。較正方法においては、較正用入力信号に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得してよい。較正方法においては、複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正してよい。
【0016】
本発明の第４の態様においては、コンピュータにより実行される較正プログラムを提供する。較正プログラムは、コンピュータを、入力信号に複数の信号パターンのそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号から入力信号に応じた出力信号を再構成する変換器に対して、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号として供給する較正用信号供給部として機能させてよい。較正プログラムは、コンピュータを、較正用入力信号に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号を取得する較正用バンドパス信号取得部として機能させてよい。較正プログラムは、コンピュータを、複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、複数のバンドパス信号のそれぞれを補正する補正フィルタを較正する較正処理部として機能させてよい。
【0017】
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】本実施形態に係る変換装置の構成を示す。
【図2】本実施形態に係る変換装置のサンプリングフローの一例を示す。
【図3】周波数領域における入力信号Ｘ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図4】周波数領域における信号パターンＰｉ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図5】周波数領域における、入力信号および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号Ｙｐｉ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図6】周波数領域における、入力信号および信号パターンを乗じた信号を帯域制限したバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図7】周波数領域における、バンドパス信号Ｙｉ（ｆ）から再構成した出力信号Ｘｏ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図8】本実施形態に係る変換装置の較正フローの一例を示す。
【図9】周波数領域における、較正用入力信号Ｘｃａｌ（ｆ）および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号Ｙｐｉ（ｆ）の波形の一例を示す。
【図10】本実施形態に係る較正用信号供給部の構成を示す。
【図11】本実施形態に係る構成処理部の構成を示す。
【図12】ローパスフィルタの理想の周波数特性および実際の周波数特性の例を示す。
【図13】マルチトーン信号を再構成した出力信号に生じる不要なイメージの例を示す。
【図14】変換装置のフロントエンド部分のモデルを示す。
【図15】本実施形態の変形例に係る変換装置の構成を示す。
【図16】本実施形態の変形例に係る補正フィルタ部の構成を示す。
【図17】本実施形態の変形例に係る補正フィルタの較正フローの一例を示す。
【図18】本実施形態の変形例に係る較正処理部の構成を示す。
【図19】本実施形態の変形例に係る、較正処理部の動作フローの一例を示す。
【図20】本実施形態の変形例に係る、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）のベースバンドスペクトラムの一例を示す。
【図21】本実施形態の変形例に係る、較正用入力信号Ｘ（ｆ）のスペクトラムの一例を示す。
【図22】本実施形態の変形例に係る、信号パターンＰｉ（ｆ）のスペクトラムの一例を示す。
【図23】本実施形態の変形例に係る、ＡＤ変換器に入力される信号のスペクトラムの一例を示す。
【図24】本実施形態の変形例に係る、補正前および補正後の出力信号のスペクトラムの一例を示す。
【図25】本実施形態の変形例に係る、補正前および補正後において較正用入力信号Ｘ（ｆ）を入力したことに応じてＡＤ変換器および補正フィルタ部が出力する出力信号のスペクトラムの一例を示す。
【図26】本実施形態の変形例に係るローパスフィルタおよび補正フィルタの周波数特性の一例を示す。
【図27】本発明の複数の態様が全体的または部分的に具現化されてよいコンピュータの例を示す。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【0020】
図１は、本実施形態に係る変換装置１００の構成を示す。変換装置１００は、広い周波数帯域中にスパースに存在する狭帯域信号であってよいアナログの入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングして、デジタルの出力信号ｘo（ｔ）として出力する。ここで、ｔは時刻を示す。また、変換装置１００は、外部からの入力信号ｘ（ｔ）に代えて較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を用いて較正を行う機能を有する。
【0021】
変換装置１００は、セレクタ１１０、周期信号発生器１２０－１～ｍ、ミキサ１３０－１～ｍ、バンドパスフィルタ１４０－１～ｍ、ＡＤ変換器１５０－１～ｍ、再構成部１６０、較正用信号供給部１７０、較正用バンドパス信号取得部１８０、および較正処理部１９０を備える。周期信号発生器１２０－１～ｍ、ミキサ１３０－１～ｍ、バンドパスフィルタ１４０－１～ｍ、ＡＤ変換器１５０－１～ｍ、および再構成部１６０は、アナログの入力信号ｘ（ｔ）に複数の信号パターンｐｉ（ｔ）（ただしｉは、１≦ｉ≦ｍである整数）のそれぞれを乗じて帯域制限することにより複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］のそれぞれを得て、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］から入力信号ｘ（ｔ）に応じた出力信号ｘｏ（ｔ）を再構成する変換器として機能する。この変換器は、ＭＷＣであってよい。
【0022】
複数の周期信号発生器１２０－１～ｍ（以下、「周期信号発生器１２０」とも示す。）のそれぞれは、互いに異なる信号パターンｐｉ（ｔ）を発生する。本実施形態に係る信号パターンｐｉ（ｔ）は、予め定めれられた周期Ｔｐを有し、その周期ＴｐをＭ分割した区間毎に、正または負の符号（例えば±１）を有する周期的符号関数（ＰＳＦ：Ｐｅｒｉｏｄｉｃ Ｓｉｇｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）である。ここで、信号パターンの繰り返し周波数ｆｐ（Ｈｚ）は、１／Ｔｐとなる。なお、複数の周期信号発生器１２０は、周期Ｔｐのクロックをトリガとして同一タイミングで信号パターンｐｉ（ｔ）の発生を開始するように構成されてよい。
【0023】
複数のミキサ１３０－１～ｍ（以下、「ミキサ１３０」とも示す。）は、セレクタ１１０および複数の周期信号発生器１２０に接続され、入力信号ｘ（ｔ）に複数の信号パターンｐｉ（ｔ）のそれぞれを乗じる。そして、複数のミキサ１３０は、信号ｙｐｉ（ｔ）＝ｘ（ｔ）・ｐｉ（ｔ）を出力する。
【0024】
複数のバンドパスフィルタ１４０－１～ｍ（以下、「バンドパスフィルタ１４０」とも示す。）は、複数のミキサ１３０に接続され、複数のミキサ１３０が出力する複数の信号ｙｐｉ（ｔ）のそれぞれを帯域制限する。そして、複数のバンドパスフィルタ１４０は、帯域制限された複数の信号ｙｉ（ｔ）を出力する。
【0025】
複数のＡＤ変換器１５０－１～ｍ（以下、「ＡＤ変換器１５０」とも示す。）は、複数のバンドパスフィルタ１４０に接続され、複数のバンドパスフィルタ１４０を通過した信号ｙｉ（ｔ）をそれぞれサンプリングしたデジタルの複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］を出力する。ここで、複数のＡＤ変換器１５０のそれぞれのサンプリング周波数を、ｆｓ（Ｈｚ）と表す。サンプリング周波数ｆｓは、信号パターンｐｉ（ｔ）の符号の周波数ｆｐよりも高く、例えばｆｓ≧ｆｐである。ｎは、サンプリングタイミング毎の離散時間を示し、ｔ＝ｎ・Ｔｓとなる。
【0026】
再構成部１６０は、複数のＡＤ変換器１５０に接続され、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］から、入力信号ｘ（ｔ）に応じた出力信号ｘｏ（ｔ）を再構成する。ここで、出力信号ｘｏ（ｔ）は、アナログのｘ（ｔ）をデジタルに変換した信号である。これに代えて、再構成部１６０は、アナログのｘ（ｔ）をダウンコンバート等したアナログまたはデジタルの信号であってもよい。再構成部１６０は、専用回路によって実現されてもよく、プログラマブル回路によって実現されてもよい。また、再構成部１６０は、コンピュータ上で再構成プログラムを実行することによって実現されてもよい。
【0027】
セレクタ１１０、較正用信号供給部１７０、較正用バンドパス信号取得部１８０、および較正処理部１９０は、入力信号ｘ（ｔ）を出力信号ｘｏ（ｔ）に変換する上記の変換器を較正する較正装置として機能する。このような較正装置は、専用回路によって実現されてもよく、プログラマブル回路によって実現されてもよい。また、較正装置は、コンピュータ上で再構成プログラムを実行することによって実現されてもよい。
【0028】
セレクタ１１０は、外部からの入力信号ｘ（ｔ）を変換器に入力するか、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を変換器に入力するかを切り替える。セレクタ１１０は、較正用信号供給部１７０に接続され、変換装置１００の通常動作時には外部からの入力信号ｘ（ｔ）を複数のミキサ１３０へと入力し、変換装置１００の較正動作時には較正用信号供給部１７０からの較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を複数のミキサ１３０へと入力する。
【0029】
較正用信号供給部１７０は、較正処理部１９０に接続され、較正処理部１９０からの指示に応じて較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を発生し、セレクタ１１０を介して変換器に供給する。較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、入力信号ｘ（ｔ）と同様にして、複数のミキサ１３０、複数のバンドパスフィルタ１４０、および複数の１５０によって複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に変換される。
【0030】
較正用バンドパス信号取得部１８０は、複数のＡＤ変換器１５０に接続される。較正用バンドパス信号取得部１８０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を取得する。
【0031】
較正処理部１９０は、較正用バンドパス信号取得部１８０に接続され、較正動作を行う。較正動作において、較正処理部１９０は、セレクタ１１０に対して較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を変換器へと供給するように切り替えることを指示し、較正用信号供給部１７０に対して較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の発生を指示する。較正処理部１９０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて較正用バンドパス信号取得部１８０によって取得される複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に基づいて、変換器における再構成のパラメータを較正する。本実施形態に係る較正処理部１９０は、再構成部１６０が用いる再構成のパラメータを設定または調整する。
【0032】
図２は、本実施形態に係る変換装置１００のサンプリングフローの一例を示す。ステップ２００（Ｓ２００）において、変換装置１００は、入力信号ｘ（ｔ）を入力する。通常動作においてセレクタ１１０は、入力信号ｘ（ｔ）を複数のミキサ１３０へと供給する。
【0033】
Ｓ２１０において、複数の周期信号発生器１２０は、複数の信号パターンｐｉ（ｔ）を発生する。Ｓ２２０において、複数のミキサ１３０は、入力信号ｘ（ｔ）と複数の信号パターンｐｉ（ｔ）とをそれぞれ乗じた複数の信号ｙｐｉ（ｔ）を生成して出力する。
【0034】
Ｓ２３０において、複数のバンドパスフィルタ１４０は、複数の信号ｙｐｉ（ｔ）を帯域制限した複数のバンドパス信号ｙｉ（ｔ）を生成して出力する。Ｓ２４０において、複数のＡＤ変換器１５０は、複数のバンドパス信号ｙｉ（ｔ）をサンプリングしてＡＤ（Ａｎａｌｏｇ－Ｄｉｇｉｔａｌ）変換することにより、複数のデジタルのバンドパス信号ｙｉ［ｎ］を取得する。
【0035】
Ｓ２５０において、再構成部１６０は、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］に基づいて、出力信号ｘｏ（ｔ）を再構成する。以下、図３～７を用いて、変換装置１００のサンプリング動作をより具体的に説明する。
【0036】
図３は、周波数領域における入力信号Ｘ（ｆ）の波形の一例を示す。入力信号ｘ（ｔ）は、例えば２．４ＧＨｚといったような広い周波数帯域中の一部に存在する、例えば２０ＭＨｚといったような狭帯域信号である。したがって、入力信号ｘ（ｔ）は、横軸を周波数、縦軸を各周波数成分の振幅とした周波数領域においては、図３に示したように、広い周波数帯域の一部に、狭帯域の信号３１０－１～２およびこれらに対応する負の周波数成分である信号３２０－１～２を有する入力信号Ｘ（ｆ）となる。
【0037】
【0038】
式（１）から、信号パターンｐｉ（ｔ）を周波数領域で表した信号パターンＰｉ（ｆ）をｌ＝－Ｌ０～Ｌ０の範囲で表すと図４のとおりとなる。ここで、ｃｉ，ｌは、周波数領域の信号パターンＰｉ（ｆ）における、周波数ｌ・ｆｐの周波数成分を示す。
【0039】
図５は、周波数領域における、入力信号Ｘ（ｆ）および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号Ｙｐｉ（ｆ）の波形の一例を示す。周波数領域における信号Ｙｐｉ（ｆ）は、時間領域における信号ｙｐｉ（ｔ）＝ｘ（ｔ）・ｐｉ（ｔ）を周波数領域に変換したものであり、以下の式（２）に示すフーリエ変換によって表される。
【数2】
【0040】
式（２）から、信号Ｙｐｉ（ｆ）は、図５に示したように、入力信号Ｘ（ｆ）を、ｆｐの整数倍ｌｆｐずつシフトしてｐｉ（ｆ）の各周波数成分ｃｉ，ｌによって重み付けした和となる。このようにして、変換器は、広い周波数帯域内にスパースに存在する狭帯域信号を、ベースバンド近傍に周波数変換することができる。
【0041】
図６は、周波数領域における、入力信号Ｘ（ｆ）および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号Ｙｐｉ（ｆ）を帯域制限したバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）の波形の一例を示す。本実施形態において、バンドパスフィルタ１４０は、周波数ｆｂｐｆ未満の周波数成分を低域濾波し、周波数ｆｂｐｆ以上の周波数成分をカットするローパスフィルタである。この場合、バンドパスフィルタ１４０は、図６に示したように、図５に示した信号Ｙｐｉ（ｆ）における、周波数－ｆｂｐｆ以下の周波数成分および周波数ｆｂｐｆ以上の周波数成分を帯域制限し、周波数－ｆｂｐｆを超え周波数ｆｂｐｆ未満の周波数成分を低域濾波する。ここで、周波数ｆｂｐｆは、サブナイキストサンプリングを実現するために、サンプリング周波数ｆｓの２倍またはそれ以上であってよい。
【0042】
バンドパス信号Ｙｉは、デジタルのバンドパス信号ｙｉ［ｎ］の離散フーリエ変換によって以下の式（３）のように近似できる。
【数3】
【0043】
ここで、Ｌ０は、Ｘ（ｆ）の全ての非０成分がバンドパス信号Ｙｉの－ｆｓ／２≦ｆ≦ｆｓ／２の範囲に含まれるように選択される正の整数である。Ｌ０は、この条件を満たす最小の正整数であってよい。
【0044】
式（３）は、以下の式（４）に示す行列ベクトル積の形で表すことができる。
【数4】
【0045】
図７は、周波数領域における、バンドパス信号Ｙｉ（ｆ）から再構成した出力信号Ｘｏ（ｆ）の波形の一例を示す。式（４）のｃｉ，ｌの行列をＡと表すと、行列Ａは、ｍ行２Ｌ０＋１列であり、２Ｌ０＋１はｍと比較して非常に大きいから、左辺のＹｉのベクトルから右辺のＸ（ｆ－ｌｆｐ）のベクトルを一意に算出することは困難である。しかし、入力信号Ｘ（ｆ）が十分にスパースである場合、右辺のＸ（ｆ－ｌｆｐ）の大部分は０となり、行列Ａに含まれる複数のパラメータｃｉ，ｌを用いて左辺のＹｉのベクトルから右辺のＸ（ｆ－ｌｆｐ）のベクトルを一意に算出することができる。
【0046】
このような原理により、再構成部１６０は、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］のそれぞれを周波数領域のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）に変換し、図４に示した信号パターンの各周波数成分ｃｉ，ｌから算出される再構成のパラメータを用いて周波数領域の複数のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）から図３に示したような周波数領域の出力信号Ｘｏ（ｆ）を再構成し、周波数領域の出力信号Ｘｏ（ｆ）を時間領域の出力信号ｘｏ（ｔ）に逆変換することにより、出力信号ｘｏ（ｔ）を求めることができる。ここで、再構成部１６０は、出力信号ｘｏ（ｔ）を、デジタルの離散時間信号ｘｏ［ｎ］の形式で出力してもよい。
【0047】
なお、上記の説明においては、周波数領域のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）から周波数領域のＸｏ（ｆ）を再構成する例を示した。これに代えて、変換装置１００は、周波数領域における上記の演算と等価な時間領域の演算を用いることによって、時間領域のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］から時間領域の出力信号ｘｏ（ｔ）を再構成することも可能である。
【0048】
また、上記の説明においては、各バンドパスフィルタ１４０は、ローパスフィルタである場合を示した。しかし、上記の処理は、出力信号ｘｏ（ｔ）を再構成するのに十分は周波数範囲の信号を帯域濾波できれば同様に行うことができるから、各バンドパスフィルタ１４０は、バンドパスフィルタであってもよい。
【0049】
以上に示した変換装置１００によれば、周波数－Ｌ０ｆｐから周波数Ｌ０ｆｐを含むような広い周波数帯域の中にある狭帯域信号を、周波数Ｌ０ｆｐと比較して非常に小さいサンプリング周波数ｆｓを有する複数のＡＤ変換器１５０を用いてサンプリングすることができる。これにより、変換装置１００は、例えば、数ＧＨｚから数十ＧＨｚの周波数帯域中にスパースに存在する２０ＭＨｚの狭帯域信号を、サンプリング周波数８０ＭＨｚのＡＤ変換器１５０を複数用いてサンプリングすることが可能となる。
【0050】
図８は、本実施形態に係る変換装置の較正フローの一例を示す。Ｓ８００において、較正用信号供給部１７０は、較正動作の開始を較正処理部１９０から指示されたことに応じて、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を発生する。較正動作においてセレクタ１１０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を複数のミキサ１３０へと供給する。
【0051】
Ｓ８１０において、複数の周期信号発生器１２０は、通常動作時のＳ２２０と同様に、複数の信号パターンｐｉ（ｔ）を発生する。Ｓ８２０において、複数のミキサ１３０は、通常動作時のＳ２３０と同様に、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）と複数の信号パターンｐｉ（ｔ）とをそれぞれ乗じた複数の信号ｙｐｉ（ｔ）を生成して出力する。
【0052】
Ｓ８３０において、複数のバンドパスフィルタ１４０は、通常動作時のＳ２３０と同様に、複数の信号ｙｐｉ（ｔ）を帯域制限した複数の較正用バンドパス信号ｙｉ（ｔ）を生成して出力する。Ｓ８４０において、複数のＡＤ変換器１５０は、通常動作時のＳ２４０と同様に、複数の較正用バンドパス信号ｙｉ（ｔ）をサンプリングしてＡＤ変換することにより、複数のデジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を出力する。較正用バンドパス信号取得部１８０は、複数のＡＤ変換器１５０が出力する複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を取得する。
【0053】
Ｓ８５０において、較正処理部１９０は、複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に基づいて、再構成部１６０が用いる再構成のパラメータを較正する。以下、図９を用いて、変換装置１００の較正動作をより具体的に説明する。
【0054】
図９は、周波数領域における、較正用入力信号Ｘｃａｌ（ｆ）および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号Ｙｐｉ（ｆ）の波形の一例を示す。図１から図７に関して示したように、変換装置１００は、理想的には行列Ａの要素となる各信号パターンｐｉ（ｔ）の周波数成分ｃｉ，ｌが与えられれば、入力信号ｘ（ｔ）に応じた出力信号ｘｏ（ｔ）を正しく再構成することができる。しかし、現実には、変換装置１００は、非常にセンシティブであり、実際に使用する部品の特性および配線の特性等の影響を大きく受ける。したがって、出力信号ｘｏ（ｔ）を正しく再構成するためには、変換装置１００の較正が必要となる。
【0055】
非特許文献３～８は、単一トーンの較正用信号を用いて周波数領域をスイープすることにより、再構成のパラメータを較正する技術を開示する。しかし、このような技術においては、異なるタイミングにおいて発生される単一トーンの較正用信号を用いた測定結果から、全ての再構成用パラメータを算出するのに時間を要してしまう。また、異なる複数のタイミングのそれぞれで単一トーンの較正用信号を発生するので、これらの較正用信号が、開始タイミングに重畳されるランダムジッタによる位相ずれ等の影響を受ける可能性があり、再構成用パラメータを精度良く設定することができない可能性があった。
【0056】
これに対し、本実施形態に係る較正用信号供給部１７０は、図９の上段の周波数スペクトルに例示したように、複数の周波数帯域にトーンを有するマルチトーン信号を較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）として変換器に供給する。較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、それぞれが複数の信号パターンｐｉ（ｔ）の繰り返し周波数ｆｐの整数倍ｌの周波数ｌ・ｆｐを中心とし、繰り返し周波数ｆｐの幅を有する、互いに異なる複数の周波数帯域のそれぞれの中にトーンを有してよい。ミキサ１３０は、このような較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に信号パターンｐｉ（ｔ）を乗じることにより、信号パターンｐｉ（ｔ）における互いに異なる周波数成分ｃｉ，ｌをベースバンド近傍に周波数変換することができる。この結果、バンドパスフィルタ１４０は、互いに異なる周波数成分ｃｉ，ｌを通過させ、ＡＤ変換器１５０は、互いに異なる周波数成分ｃｉ，ｌを含むバンドパス信号ｙｉ［ｎ］をサンプリングすることができる。
【0057】
較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、入力信号ｘ（ｔ）における検出対象の周波数範囲を繰り返し周波数ｆｐ毎に分割して得られる複数の周波数帯域にトーンを有してよい。検出対象の周波数範囲が０から（Ｌ０＋１／２）ｆｐである場合、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、図９の上段に示したように、検出対象の周波数範囲を繰り返し周波数ｆｐ毎に分割して得られる、周波数ｌ・ｆｐ（ｌ＝０～Ｌ０）を中心とする各周波数帯域にトーンを有してよい。これに代えて、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、少なくとも２つのｌに対応する周波数帯域のそれぞれにトーンを有するものであってもよい。
【0058】
ここで、上記のような複数の周波数帯域のうちの異なる２つの周波数帯域内のトーン同士は、繰り返し周波数ｆｐの整数倍からオフセットされた周波数差を有してよい。２つのトーンにこのような周波数差を持たせることにより、バンドパスフィルタ１４０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に信号パターンｐｉ（ｔ）を乗じる結果、信号パターンの互いに異なる周波数成分ｃｉ，ｌを、ベースバンド近傍におけるこの周波数差分ずれた位置へと周波数変換させることができる。これにより、較正処理部１９０は、これらの異なる周波数成分ｃｉ，ｌを分離して検出することができる。
【0059】
図９に示した較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、基本周波数をｆ０、繰り返し周波数をｆｐ、オフセット周波数をΔｆ、ｌを整数としたときに、検出対象の周波数範囲内で、周波数ｆ０＋ｌ・ｆｐ＋ｌΔｆのトーンを有する。このような較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、ある周波数帯域内のトーンと、その周波数帯域に隣接する高周波数帯域内のトーンとの間に、ｆｐ＋Δｆの周波数差を有する。ここで、基本周波数ｆ０は、－１／２ｆｐ≦ｆ０≦１／２ｆｐであってよく、オフセット周波数Δｆは、全てのトーンが対応する周波数帯域から外れないような正または負の周波数であってよい。
【0060】
Δｆを正の微小周波数とした場合、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に信号パターンｐｉ（ｔ）を乗じると、図９の下段に示したように、周波数領域における信号パターンＰｉ（ｆ）の各周波数ｌ・ｆｐの周波数成分ｃｉ，ｌ（ｌ＝０～Ｌ０）が、ベースバンド近傍において周波数軸上で同じ並びで圧縮されて配列されたバンドパス信号Ｙｐｉ（ｆ）が得られる。したがって、較正処理部１９０は、周波数領域におけるバンドパス信号Ｙｐｉ（ｆ）から周波数順に周波数成分ｃｉ，１を検出することができる。なお、Δｆを負の微小周波数とした場合、バンドパス信号Ｙｐｉ（ｆ）における周波数成分ｃｉ，ｌの並びは逆順となる。
【0061】
なお、図９に示した較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に代えて、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は、検出対象の周波数範囲内で、周波数ｆ０＋ｌ・ｆｐ＋ｑΔｆのトーンを有してもよい。ここで、ｑは、複数の周波数帯域について０≦ｑ≦Ｌ０を満たすように重複なく選択された整数であってよく、この条件の下でランダムに選択された整数であってもよい。
【0062】
このようにして、変換装置１００は、周期信号発生器１２０－ｉ、ミキサ１３０－ｉ、バンドパスフィルタ１４０－ｉ、およびＡＤ変換器１５０－ｉを有するｉ番目のフロントエンドについて、マルチトーンの較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて取得されるバンドパス信号ｙｉ［ｎ］から、Ｐｉ（ｆ）の複数の周波数成分ｃｉ，ｌ（ｌ＝０～Ｌ０）を取得することができる。したがって、較正処理部１９０は、これら複数の周波数成分ｃｉ，ｌに対応する複数の再構成用パラメータを一括して較正することができる。
【0063】
さらに、変換装置１００は、２以上または全てのフロントエンドについて、同じタイミングで供給したマルチトーンの較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて取得されるバンドパス信号ｙｉ［ｎ］から、Ｐｉ（ｆ）の複数の周波数成分ｃｉ，ｌ（ｌ＝０～Ｌ０）を取得することができる。この場合、較正処理部１９０は、２以上または全てのｉについて、これら複数の周波数成分ｃｉ，ｌに対応する複数の再構成用パラメータまたは全ての再構成用パラメータを一括して較正することができる。
【0064】
ここで、同じタイミングで供給したマルチトーンの較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて取得した複数の周波数成分ｃｉ，ｌは、異なるタイミングで較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を供給した場合に生じるランダムジッタの影響を受けない。したがって、較正処理部１９０は、再構成部１６０の再構成用パラメータを精度良く較正することができる。
【0065】
なお、上記の説明は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の各トーンが振幅１かつ位相０である単純な場合を例として説明した。各トーンが１以外の振幅および０でない位相の少なくとも一方を有する場合、バンドパス信号Ｙｐｉ（ｆ）中の各周波数成分は、周波数領域における較正用入力信号Ｘ（ｆ）の対応するトーンと周波数領域における信号パターンＰｉ（ｆ）における対応する周波数成分ｃｉ，ｌとの積となる。したがって、較正処理部１９０は、バンドパス信号Ｙｐｉ（ｆ）中の各周波数成分を、較正用入力信号Ｘ（ｆ）中の対応するトーンの周波数成分で除することにより、信号パターンＰｉ（ｆ）の対応する周波数成分を算出することができる。
【0066】
図１０は、本実施形態に係る較正用信号供給部１０００の構成を示す。較正用信号供給部１０００は、図１の較正用信号供給部１７０として用いられてもよく、図１の較正用信号供給部１７０とは異なる構成をとるものであってもよい。
【0067】
較正用信号供給部１０００は、トリガ発生器１０１０と、複数のサイン波発生器１０２０－１～ｋと、複数のアッテネータ１０３０－１～ｋと、マルチプレクサ１０４０と、位相振幅設定部１０５０とを有する。トリガ発生部１０１０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の開始タイミングを示すトリガを発生する。トリガ発生器１０１０は、周期的にトリガを発生することにより、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を周期的に発生させてもよい。
【0068】
複数のサイン波発生器１０２０－１～ｋ（「サイン波発生器１０２０」とも示す。）は、トリガ発生器１０１０に接続され、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に含めるべき各トーンをそれぞれ発生する。例えば、サイン波発生器１０２０－１は、図９における周波数ｆ０のトーン、サイン波発生器１０２０－２は、周波数ｆｐ＋ｆ０＋Δｆのトーン、…、サイン波発生器１０２０－ｋは、周波数Ｌ０ｆｐ＋ｆ０＋Ｌ０Δｆのトーンを発生する。この場合、ｋは、Ｌ０＋１である。ここで、各トーンは単一周波数を有するサイン波信号である。
【0069】
本実施形態において、各サイン波発生器１０２０は、トーンを出力すべき初期位相の指示を位相振幅設定部１０５０から受けて、トリガに対して指定された初期位相を有するトーンを出力する。各サイン波発生器１０２０は、トーンを出力すべき初期位相の指示として、トリガに対するトーンの開始タイミングの遅延時間の指示を受けてもよい。
【0070】
複数のアッテネータ１０３０－１～ｋ（「アッテネータ１０３０」とも示す。）は、複数のサイン波発生器１０２０に接続され、対応するサイン波発生器１０２０が出力するトーンの振幅を、位相振幅設定部１０５０から指定される重みに応じてそれぞれ増幅または減衰させる。これにより、各アッテネータ１０３０は、対応するサイン波発生器１０２０からのトーンに、位相振幅設定部１０５０から指定される重みを乗じたトーンを出力する。
【0071】
マルチプレクサ１０４０は、複数のアッテネータ１０３０に接続される。マルチプレクサ１０４０は、複数のアッテネータ１０３０が出力する、振幅または位相の少なくとも１つが調整されたトーンを合成（すなわち加算）して、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）として出力する。
【0072】
位相振幅設定部１０５０は、各サイン波発生器１０２０が出力するべきトーンの初期位相を、各サイン波発生器１０２０に対して指示する。また、位相振幅設定部１０５０は、各アッテネータ１０３０がトーンに乗じるべき重みを、各アッテネータ１０３０に対して指示する。これにより、位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンの初期位相をずらすこと、または複数のトーンの振幅を調整することの少なくとも１つを行うことで、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の最大振幅を変換器の定格範囲内に抑える。
【0073】
より具体的には、複数のミキサ１３０、複数のバンドパスフィルタ１４０、および複数のＡＤ変換器１５０を含む変換器を正しく動作させるために、本実施形態に係る較正用信号供給部１０００は、較正用入力信号の振幅を変換器の定格範囲内に制限する。ここで、較正用信号供給部１０００は、複数のトーンの合成波を較正用入力信号として変換器に供給するところ、多数のトーンのピークが同時に発生すると、合成波の最大振幅が大きくなってしまう。そこで、位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンのピークがずれるように、複数のサイン波発生器１０２０に指示する初期位相を調整する。ここで、位相振幅設定部１０５０は、変換装置１００の製造者または使用者等によって予め指定された初期位相の組を格納し、格納された初期位相を各サイン波発生器１０２０に対して設定してもよい。これに代えて、位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンの初期位相に応じた合成波の最大振幅を数値計算またはシミュレーション等によって算出し、合成波の振幅が最小となるように各トーンの初期位相を調整してもよい。また、位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンの振幅を実質的に同一とし、複数のトーンの位相を非特許文献９に記載のＮｅｕｍａｎ位相とすることによって、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の最大振幅を変換器の定格範囲内に抑えてもよい。
【0074】
また、マルチプレクサ１０４０は、複数のアッテネータ１０３０のそれぞれに対して、対応するサイン波発生器１０２０が出力するトーンの重みを指定することにより、較正用入力信号の振幅を変換器の定格範囲内に制限してもよい。位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンの振幅を一律に変更してもよく、少なくとも２つのトーンの振幅が異なるようにトーン毎に調整してもよい。ここで、位相振幅設定部１０５０は、変換装置１００の製造者または使用者等によって予め指定された重みの組を格納し、格納された重みを各アッテネータ１０３０に対して設定してもよい。これに代えて、位相振幅設定部１０５０は、複数のトーンの振幅に応じた合成波の最大振幅を数値計算またはシミュレーション等によって算出し、合成波の振幅が最小となるように調整してもよい。例えば、位相振幅設定部１０５０は、合成波が最大振幅となるタイミングにおいて、合成波の振幅増加により大きく寄与するトーンの振幅をより小さく調整してもよい。位相振幅設定部１０５０は、各トーンの初期位相の調整および各トーンの振幅の調整を併用して、合成波の最大振幅を変換器の定格範囲内に抑えてもよい。
【0075】
以上において、変換装置１００が複数の周波数帯域のうちのいずれかについては測定対象外としている場合には、較正用信号供給部１０００は、その周波数帯域に対応するサイン波発生器１０２０およびアッテネータ１０３０の組を有しない構成をとってもよい。なお、複数のサイン波発生器１０２０および複数のアッテネータ１０３０の一部または全てに代えて、コンピュータが対応する一部または全てのトーンの合成波をプログラム処理による演算を用いて生成し、これをＤＡ変換器または任意波形発生器（ＡＷＧ：Ａｒｂｉｔｒａｒｙ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）がアナログに変換して出力する方式を用いてもよい。
【0076】
【0077】
較正処理部１１００は、信号成分検出部１１１０および較正パラメータ算出部１１２０を有する。信号成分検出部１１１０は、較正用バンドパス信号取得部１８０等の較正用バンドパス信号取得部に接続され、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］のそれぞれから、対応する信号パターンｐｉ（ｔ）に含まれる各周波数成分ｃｉ，ｌを検出する。本実施形態に係る信号成分検出部１１１０は、離散フーリエ変換により、複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］のそれぞれを、周波数領域のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）に変換する（式（３）参照）。そして、信号成分検出部１１１０は、周波数領域のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）から、信号パターンｐｉ（ｔ）に含まれる各周波数成分ｃｉ，ｌに対応する各周波数成分を抽出する。ここで、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）は既知であるから、信号成分検出部１１１０は、抽出した各周波数成分から信号パターンｐｉ（ｔ）に含まれる各周波数成分ｃｉ，ｌの振幅および初期位相を逆算することができる。
【0078】
較正パラメータ算出部１１２０は、信号成分検出部１１１０に接続され、各周波数成分ｃｉ，ｌを用いて、周波数領域の複数のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）（すなわち式（４）の左辺のベクトル）から、周波数領域の出力信号Ｘ（ｆ）の各周波数帯域の信号（すなわち式（４）の右辺のＸ（ｆ－ｌｆｐ）のベクトル）を算出するための再構成用パラメータを算出する。ここで、周波数領域の出力信号Ｘ（ｆ）は十分にスパースであるから、出力信号Ｘ（ｆ）における信号がない周波数帯域が既知であれば、その周波数帯域に対応するＸ（ｆ－ｌｆｐ）と、そのＸ（ｆ－ｌｆｐ）に対応する行列Ａの列とを式（４）から削除することができる。そして、較正パラメータ算出部１１２０は、このように縮退された行列Ａの一般逆行列（Ｂと示す）を算出して再構成用パラメータとする。再構成部１６０は、このようにして得られた再構成用パラメータを用いて、入力信号ｘ（ｔ）に応じた複数のバンドパス信号ｙｉ［ｎ］を離散フーリエ変換により周波数領域の複数のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）に変換し、複数のバンドパス信号Ｙｉ（ｆ）のベクトルに行列Ｂを乗じることによって出力信号Ｘ（ｆ）に含まれる複数の信号Ｘ（ｆ－ｌｆｐ）を得ることができる。
【0079】
これに代えて、較正パラメータ算出部１１２０は、各周波数成分ｃｉ，ｌを再構成用パラメータとして再構成部１６０に供給してもよい。この場合、再構成部１６０は、再構成用パラメータである各周波数成分ｃｉ，ｌの値から、一般逆行列Ｂを算出してから出力信号Ｘ（ｆ）を算出してもよい。
【0080】
ここで、出力信号Ｘ（ｆ）における信号がない周波数帯域が未知である場合、再構成部１６０は、出力信号Ｘ（ｆ）における信号がある周波数帯域を検出してから、上記の処理を行ってもよい。再構成部１６０は、一例として、非特許文献１に記載された手法を用いて出力信号Ｘ（ｆ）を再構成してもよい。
【0081】
なお、本実施形態に係る較正処理部１１００は、周波数領域における演算を用いて再構成用パラメータを算出した。これに代えて、較正処理部１１００は、上記の周波数領域における演算に対応する時間領域の演算を用いて再構成用パラメータを算出してもよい。
【0082】
図１２は、バンドパスフィルタ１４０として用いるローパスフィルタの理想の周波数特性および実際の周波数特性の例を示す。本図のグラフは、横軸に周波数をとり、縦軸に周波数特性Ｈ（ｆ）をとる。ローパスフィルタは、理想的には、破線で示すようにカットオフ周波数（ｆｂｐｆ）未満において一定のゲイン（例えばゲイン１．０）を有し、カットオフ周波数以上においてはゲインが０であることが望ましい。しかし、バンドパスフィルタ１４０として用いるローパスフィルタはアナログ回路であるから、実際には、太い実線で示したようにカットオフ周波数未満において周波数に応じてゲインが変化し、カットオフ周波数以上においてもゲインがなだらかに低下する等のゲイン特性を有する。
【0083】
また、ローパスフィルタは、理想的には、周波数に依存せず一定の位相特性を有することが望ましい。しかし、実際には、バンドパスフィルタ１４０として用いるローパスフィルタは、細い実線で示したように、群遅延等の影響により周波数に応じて位相が変化する等の位相特性を有する。
【0084】
図１３は、マルチトーン信号を再構成した出力信号に生じる不要なイメージの例を示す。本図は、横軸に周波数をとり、縦軸に信号強度（ｄＢＦＳ）をとる。本図のグラフは、９０．２５ＭＨｚを中心とする９０～９０．５ＭＨｚの周波数帯域において一定の周波数間隔でトーンを有するマルチトーン信号をＷＭＣによって再構成した出力信号を示す。
【0085】
現実のローパスフィルタを用いた場合、再構成された出力信号には、元のマルチトーン信号に対応する信号に、ローパスフィルタによって発生するスプリアスが不要なイメージとして重畳してしまう。本図の例においては、周波数８９．５～９０ＭＨｚの範囲にこのような不要なイメージが顕著に見られる。
【0086】
図１４は、変換装置１００のフロントエンド部分のモデルを示す。本図のモデルは、変換装置１００におけるひと組のミキサ１３０、バンドパスフィルタ１４０、およびＡＤ変換器１５０を模式化したものである。
【0087】
ミキサ１３０は、理想ミキサ１４００に、信号入力特性１４１０、ＰＳＦ入力特性１４２０、およびミキサ出力特性１４３０の各周波数特性が重畳されたモデルで表すことができる。理想ミキサ１４００は、理想的な周波数特性（周波数応答）を有するミキサである。現実のミキサ１３０においては、入力信号ｘ（ｔ）は、ミキサ１３０に特有の信号入力特性１４１０の影響を受ける。この信号入力特性１４１０を、ＨＲＦと示す。
【0088】
また、現実のミキサ１３０においては、周期信号発生器１２０が発生すべき理想の信号パターンｐｉ（ｔ）は、ミキサ１３０に特有のＰＳＦ入力特性１４２０の影響を受ける。このＰＳＦ入力特性１４２０を、ＨＬＯと示す。また、現実のミキサ１３０においては、ミキサ１３０が出力する信号は、ミキサ１３０に特有のミキサ出力特性１４３０の影響を受ける。このミキサ出力特性１４３０を、ＨＩＦと示す。
【0089】
バンドパスフィルタ１４０として用いる現実のローパスフィルタは、理想の周波数特性とは異なる周波数特性ＨＬＰＦを有するモデルで表すことができる。この周波数特性ＨＬＰＦは、例えば図１２中における実線で示された周波数特性である。
【0090】
ＡＤ変換器１５０は、理想的な周波数特性を有する理想ＡＤ変換器１４４０に、ＡＤ変換特性１４５０の影響が重畳されたモデルで表すことができる。このＡＤ変換特性１４５０を、ＨＡＤＣと示す。
【0091】
以上において、理想ミキサ１４００に入力される信号パターンの実際の各周波数成分ｃ～
ｉ，ｌは、以下の式（５）に示すように、理想の周波数成分ｃｉ，ｌにＰＳＦ入力特性１４２０（ＨＬＯ）を乗じたものとなる。
【数5】
【0092】
図１から図１１に関して示したように、較正処理部１９０および較正処理部１１００は、実際の各周波数成分ｃ～
ｉ，ｌを算出して再構成部１６０を較正することができる。ここで、以下の式（６）に示すように、ミキサ出力特性１４３０（ＨＩＦ）、バンドパスフィルタ１４０の周波数特性（ＨＬＰＦ）、およびＡＤ変換特性１４５０（ＨＡＤＣ）を合わせた等価周波数特性をＨｅｑとする。
【数6】
【0093】
ＡＤ変換器１５０のサンプリング周波数ｆｓが信号パターンの周波数ｆｐと等しい場合（ｆｓ＝ｆｐの場合）、ｉ番目のフロントエンドのＡＤ変換器１５０が出力する実際のバンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｅｊωＴｓ）は、以下の式（７）で表される。
【数7】
【0094】
ここで、Ｒｌ（ｆ）は、ＨＲＦ（ｆ）の１周波数スロット分（周波数ｌ・ｆｐを中心とする周波数幅ｆｐの周波数帯域分）のスペクトラムであり、Ｒｌ（ｆ）＝ＨＲＦ（ｆ－ｌｆｐ）である。また、入力信号Ｘ（ｆ）における、中心周波数がｌｆｐで周波数の幅がｆｐの周波数スロット内の信号のスペクトラムをＺｌ（ｆ）と示す。
【0095】
ＡＤ変換器１５０のサンプリング周波数ｆｓが信号パターンの周波数ｆｐのｑ倍である場合（ｆｓ＝ｑｆｐかつｑは正の整数の場合）、ｉ番目のフロントエンドのＡＤ変換器１５０が出力する実際のバンドパス信号Ｙ'ｉ（ｅｊωＴｓ）は、以下の式（８）で表される。
【数8】
【0096】
なお、信号入力特性１４１０の影響は微小であるので、無視することができる。これに代えて、変換装置１００等の変換装置は、一例として、等価周波数特性Ｈｅｑに対する補正を行ない、図１から図１１に示したように再構成部１６０を較正した後に、さらに基準となる入力信号を入力して信号入力特性１４１０に対する較正を行なってもよい。
【0097】
図１５は、本実施形態の変形例に係る変換装置１５００の構成を示す。本図に示した変換装置１５００は、図１に示した変換装置１００の変形例である。本図に示した各構成要素のうち、図１と同一の符号を付した構成要素は、図１における対応する構成要素と同様の機能および構成を有する。したがって、以下相違点を除き、説明を省略する。
【0098】
変換装置１５００は、図１に示した変換装置１００を，各フロントエンドが実際に有する等価周波数特性Ｈｅｑの影響を低減または除去するように変更した構成をとる。変換装置１５００は、変換装置１００における複数のＡＤ変換器１５０～ｍの後段に複数の補正フィルタ部１５５５－１～ｍ（「補正フィルタ部１５５５」とも示す。）を加えた構成をとる。複数の補正フィルタ部１５５５は、複数のＡＤ変換器１５０からの複数のバンドパス信号ｙ１［ｎ］～ｙｍ［ｎ］を補正した複数の補正バンドパス信号を出力する。これにより、各補正フィルタ部１５５５は、バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に重畳された等価周波数特性Ｈｅｑの影響を低減または除去する。再構成部１６０は、複数の補正バンドパス信号から出力信号を再構成する。
【0099】
これに伴い、変換装置１５００は、図１の較正用信号供給部１７０および較正処理部１９０に代えて、較正用信号供給部１５７０および較正処理部１５９０を備える。較正用信号供給部１５７０は、較正処理部１５９０に接続される。較正用信号供給部１５７０は、較正処理部１５９０からの指示に応じて、各補正フィルタ部１５５５を較正するための較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を発生し、セレクタ１１０を介して複数の周期信号発生器１２０、複数のミキサ１３０、複数のバンドパスフィルタ１４０、複数のＡＤ変換器１５０、複数の補正フィルタ部１５５５、および再構成部１６０を有する変換器に供給する。
【0100】
較正処理部１５９０は、較正用バンドパス信号取得部１８０に接続される。較正処理部１５９０は、較正用信号供給部１５７０が発生した較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）に応じて変換器により得られる複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を較正用バンドパス信号取得部１８０から受け取る。本図の例において、較正処理部１５９０は、複数の補正フィルタ部１５５５により補正された複数の較正用バンドパス信号を較正用バンドパス信号取得部１８０から受け取る。較正処理部１５９０は、複数の較正用バンドパス信号のそれぞれに基づいて、複数のバンドパス信号のそれぞれを補正するための補正フィルタ部１５５５内の補正フィルタを較正する。なお、較正用信号供給部１５７０および較正処理部１５９０は、図１から１１に示したような、再構成部１６０が用いる再構成のパラメータを較正するための較正用信号供給部１７０および較正処理部１９０の機能および構成を含んでよい。
【0101】
以上に示した較正処理部１５９０は、複数の補正フィルタ部１５５５により補正された複数の較正用バンドパス信号を較正用バンドパス信号取得部１８０から受け取る。このため、図１４に示した等価周波数特性Ｈｅｑは、較正用入力信号から較正用バンドパス信号を得るまでのパスの一部における周波数特性となる。較正処理部１５９０は、複数の補正フィルタ部１５５５による補正後の複数の較正用バンドパス信号を用いて補正フィルタを較正することにより、較正後の補正フィルタに対して更に較正処理を繰り返して、補正フィルタの精度を高めることができる。
【0102】
これに代えて、較正処理部１５９０は、複数の補正フィルタ部１５５５により補正される前の、複数のＡＤ変換器１５０が出力する複数の較正用バンドパス信号を較正用バンドパス信号取得部１８０から受け取って、複数の補正フィルタを較正してもよい。この場合、図１４に示した等価周波数特性Ｈｅｑは、較正用入力信号から較正用バンドパス信号を得るまでのパス全体の周波数特性となる。
【0103】
図１６は、本実施形態の変形例に係る補正フィルタ部１５５５の構成を示す。補正フィルタ部１５５５は、アップサンプラ１６００と、ローパスフィルタ１６１０と、補正フィルタ１６２０と、ダウンサンプラ１６３０とを有する。
【0104】
アップサンプラ１６００は、複数のＡＤ変換器１５０からの複数のバンドパス信号のうち、補正フィルタ部１５５５に入力されるバンドパス信号をアップサンプリングする。ローパスフィルタ１６１０は、アップサンプラ１６００に接続される。ローパスフィルタ１６１０は、アップサンプラ１６００によりアップサンプリングされたバンドパス信号を低域濾波し、カットオフ周波数以上の高周波数成分を低減または除去する。ローパスフィルタ１６１０のカットオフ周波数は、バンドパスフィルタ１４０が有すべき理想のカットオフ周波数（図１２に示したカットオフ周波数）と同じであってよい。これに代えて、ローパスフィルタ１６１０は、バンドパスフィルタ１４０のカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有してもよい。ローパスフィルタ１６１０の周波数特性を、ＨＳ（ｅｊω）と示す。
【0105】
補正フィルタ１６２０は、ローパスフィルタ１６１０に接続される。補正フィルタ１６２０は、ローパスフィルタ１６１０を通過したバンドパス信号を補正する。補正フィルタ１６２０の周波数特性を、ＨＣ（ｅｊω）と示す。
【0106】
ダウンサンプラ１６３０は、ダウンサンプラ１６３０により補正されたバンドパス信号をダウンサンプリングする。ダウンサンプラ１６３０は、デシメーションフィルタであってよく、バンドパス信号を間引いて出力する間引きフィルタであってもよい。
【0107】
以上に示した補正フィルタ部１５５５は、ＡＤ変換器１５０によりＡＤ変換されたデジタルのバンドパス信号におけるカットオフ周波数（ｆｂｐｆ）以上の周波数成分（図１２参照）をデジタルのローパスフィルタ１６１０によって低域濾波することができる。ローパスフィルタ１６１０としては、バンドパス信号におけるカットオフ周波数以上の周波数成分に応じて再構成部１６０が出力する再構成された出力信号の誤差が許容範囲内となるように例えばデジタルフィルタの次数等を予め調整したデジタルフィルタを用いることができる。
【0108】
また、補正フィルタ部１５５５は、デジタルのバンドパス信号におけるカットオフ周波数未満の周波数成分を補正フィルタ１６２０によって補正することができる。一例として、補正フィルタ１６２０は、カットオフ周波数未満において、等価周波数特性Ｈｅｑの逆特性を有するように調整される。これにより、補正フィルタ１６２０は、ミキサ１３０から補正フィルタ部１５５５までのフロントエンドが、カットオフ周波数未満において一定のゲインを有するようにバンドパス信号を補正することができる。また、補正フィルタ１６２０は、フロントエンドが、カットオフ周波数未満において一定の位相遅延を有するようにバンドパス信号を補正してもよい。
【0109】
なお、本変形例においては、アップサンプラ１６００およびダウンサンプラ１６３０は、ローパスフィルタ１６１０によるローパスフィルタ処理および補正フィルタ１６２０におよる補正処理の精度を高めるために、バンドパス信号の周波数を一旦上昇させている。これに代えて、補正フィルタ部１５５５は、アップサンプラ１６００およびダウンサンプラ１６３０のうちの少なくとも１つを有しない構成をとってもよい。
【0110】
【0111】
Ｓ１７００において、較正用信号供給部１５７０は、複数の周波数にトーンを有するマルチトーン信号である較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を発生する。ここで、補正フィルタ１６２０の較正に用いる較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）については、図２０および図２１に関連して後述する。較正動作においてセレクタ１１０は、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を複数のミキサ１３０へと供給する。
【0112】
Ｓ８１０からＳ８３０は、図８のＳ８１０からＳ８３０と同様である。Ｓ１７４０において、複数のＡＤ変換器１５０は、複数の較正用バンドパス信号ｙｉ（ｔ）をサンプリングしてＡＤ変換することにより、複数のデジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を出力する。本変形例において、複数の補正フィルタ部１５５５は、複数のＡＤ変換器１５０が出力する複数のデジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を補正した信号を、複数のデジタル較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］として出力する。較正用バンドパス信号取得部１８０は、複数の補正フィルタ部１５５５が出力する複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を取得する。その他の点については、Ｓ１７４０はＳ８４０と同様であるから以下相違点を除き説明を省略する。
【0113】
Ｓ１７５０において、較正処理部１９０は、複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に基づいて、複数の補正フィルタ部１５５５のそれぞれの補正フィルタ１６２０を較正する。なお、変換装置１５００は、複数のフロントエンドに対して同時に較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）を供給した結果に基づいて（Ｓ１７００～Ｓ１７４０）、複数のフロントエンドのそれぞれの補正フィルタ１６２０を較正してよい。これに代えて、変換装置１５００は、複数のフロントエンドのそれぞれに対し、個別に図１７の処理を行なってよい。以下、図１８から図２６を用いて、較正処理部１５９０の構成、および変換装置１５００による補正フィルタ１６２０の較正動作をより具体的に説明する。
【0114】
図１８は、本実施形態の変形例に係る較正処理部１５９０の構成を示す。較正処理部１５９０は、周波数特性算出部１８１０と、補間処理部１８２０と、補正フィルタ決定部１８３０と、補正フィルタ設定部１８４０とを有する。
【0115】
周波数特性算出部１８１０は、補正フィルタ１６２０を較正するためのマルチトーン信号である較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）が変換器に入力されたことに応じて各ＡＤ変換器１５０が出力する、補正後の複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を受け取る。ここで、周波数特性算出部１８１０が受け取る複数の較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］は、式（８）のバンドパス信号Ｙ'ｉ（ｅｊωＴｓ）を補正フィルタ部１５５５により補正したものであるから、較正用入力信号ｘｃａｌ（ｔ）の各トーンが信号パターンＰｉ（ｆ）の各周波数成分ｃｉ，ｌによって各周波数スロットに周波数変換された多数のトーンを有する。そして、各較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に含まれる各周波数のトーンは、等価周波数特性Ｈｅｑにおけるその周波数の特性の影響を受けている。
【0116】
周波数特性算出部１８１０は、各フロントエンドｉについて、較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に含まれる各トーンに基づいて、各トーンの周波数における等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを算出する。周波数特性算出部１８１０が算出する等価周波数特性Ｈ＾ｅｑは、各トーンの周波数位置のみに対応する特性を有する離散的な等価周波数特性となる。
【0117】
補間処理部１８２０は、周波数特性算出部１８１０に接続される。補間処理部１８２０は、各フロントエンドｉについて、離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを補間することにより、連続的な等価周波数特性Ｈｅｑを推定する。
【0118】
補正フィルタ決定部１８３０は、補間処理部１８２０に接続される。補正フィルタ決定部１８３０は、各フロントエンドｉについて、推定された等価周波数特性Ｈｅｑに基づいて、補正フィルタ１６２０の周波数特性を決定する。ここで、補正フィルタ決定部１８３０は、推定された等価周波数特性Ｈｅｑをキャンセルし、または等価周波数特性Ｈｅｑの影響を低減するように、補正フィルタ１６２０の周波数特性を決定する。
【0119】
補正フィルタ設定部１８４０は、補正フィルタ決定部１８３０に接続される。補正フィルタ設定部１８４０は、決定された周波数特性を有するように補正フィルタ１６２０のパラメータを算出する。補正フィルタ設定部１８４０は、算出したパラメータを補正フィルタ１６２０に設定する。
【0120】
【0121】
Ｓ１９１０において、周波数特性算出部１８１０は、各フロントエンドｉについて、較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に含まれる各トーンに基づいて、各トーンの周波数における離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを算出する。Ｓ１９２０において、補間処理部１８２０は、各フロントエンドｉについて、離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを補間することにより、連続的な等価周波数特性Ｈｅｑを推定する。
【0122】
Ｓ１９３０において、補正フィルタ決定部１８３０は、各フロントエンドｉについて、推定された等価周波数特性Ｈｅｑに基づいて、補正フィルタ１６２０の周波数特性を決定する。Ｓ１９４０において、補正フィルタ設定部１８４０は、決定された周波数特性を有するように補正フィルタ１６２０のパラメータを算出する。補正フィルタ設定部１８４０は、算出したパラメータを補正フィルタ１６２０に設定する。
【0123】
図２０は、本実施形態の変形例に係る、較正用入力信号Ｘ（ｆ）のベースバンドスペクトラムの一例を示す。本変形例において、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾
ｋ（ｆ）は、本図の右側に示すように、周波数０を中心周波数とし、繰り返し周波数の幅ｆｐを有する周波数スロットの中に、中心周波数に対して非対称に配置された複数の周波数のそれぞれにトーンを有する。
【0124】
較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の少なくとも１つのトーンは、中心周波数を中心として当該トーンの周波数と対称な周波数に較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の他のトーンが存在しない周波数を有する。例えば、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）は、本図における周波数３／４Δｆを有するトーンに関して、中心周波数０を中心としてこのトーンの周波数と対称な周波数－３／４Δｆに他のトーンを有しない。本変形例においては、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の全てのトーンが、中心周波数を中心として当該トーンの周波数と対称な周波数に較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の他のトーンが存在しない周波数を有するように定められる。
【0125】
較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の各トーンは、周波数スロットの中に、予め定められた周波数間隔で配置されてよい。本変形例においては、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の各トーンは、周波数幅ｆｐを有する周波数スロットの中に、Δｆの周波数間隔で配置され、その中の１つのトーンは中心周波数から－１／４Δｆの位置に配置されてよい。
【0126】
本図の左側は、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）に伴って発生する、周波数軸を中心としてＺ＾ｋ（ｆ）の各トーンの周波数の正負を反転させたベースバンドの共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）を示す。較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の各トーンが中心周波数に対して非対称に配置されることにより、共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）の各トーンは、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の各トーンと異なる周波数に位置することになる。
【0127】
図２１は、本実施形態の変形例に係る、較正用入力信号Ｘ（ｆ）のスペクトラムの一例を示す。図１７のＳ１７００において、較正用信号供給部１５７０は、図２０に示したベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）を、信号パターンの繰り返し周波数ｆｐの整数倍（図中ｋ倍）の周波数を中心周波数とする周波数スロット内に発生させることにより、較正用入力信号Ｘ（ｆ）を発生する。ここでｋは１以上の整数であってよく、２以上であってもよい。
【0128】
較正用入力信号Ｘ（ｆ）におけるｋ番目の周波数スロット（中心周波数ｋｆｐの周波数スロット）には、図２０の右側に示したベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）が周波数シフトされて配置される。本変形例において、較正用入力信号Ｘ（ｆ）は、時間領域において下記の式（９）で表されてよい。
【数9】
【0129】
ここで、φξは較正用入力信号ｘＬＰＦ（ｔ）の初期位相であり、Ｇは周波数スロット内のトーン数である。一例としてＧは奇数である。ｆｃはベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）を発生させる周波数スロットの中心周波数であり、ｆｃ＝ｋｆｐであってよい。Δｆはトーン間の周波数間隔であり、Δｆ＝ｆｐ／Ｇであってよい。
【0130】
式（９）に示した較正用入力信号ｘＬＰＦ（ｔ）の各トーンは、同じ信号強度を有する。これに代えて、較正用入力信号の少なくとも１つのトーンは、他のトーンと異なる信号強度を有してもよい。
【0131】
較正用信号供給部１５７０は、図１０の位相振幅設定部１０５０に関連して説明したのと同様に、較正用入力信号ｘＬＰＦ（ｔ）の振幅が最小となるように各トーンの初期位相φξを調整してもよい。例えば、較正用信号供給部１５７０は、以下の式（１０）に示したように、各トーンの初期位相φξを非特許文献９に記載のＮｅｕｍａｎ位相とすることによって、較正用入力信号ｘＬＰＦ（ｔ）の最大振幅を変換器の定格範囲内に抑えてもよい。
【数10】
【0132】
較正用入力信号Ｘ（ｆ）におけるｋ番目の周波数スロットにベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）を周波数シフトして配置すると、本図に示したように、較正用入力信号Ｘ（ｆ）における－ｋ番目の周波数スロット（中心周波数－ｋｆｐの周波数スロット）には、図２０の右側に示したようなＺ＾ｋ（ｆ）の共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）が重畳される。較正用入力信号Ｘ（ｆ）は、ｋ番目および－ｋ番目以外の周波数スロットには、トーンを有しなくてよい。なお、実際にミキサ１３０に入力される較正用入力信号Ｘ（ｆ）は、例えば図中に示したような信号入力特性１４１０（ＨＲＦ）の影響を受ける。
【0133】
【0134】
図４に関して示したように、信号パターンＰｉ（ｆ）は、ｌ＝－Ｌ０～Ｌ０の範囲で周波数ｌ・ｆｐの周波数成分ｃｉ，ｌを含む。なお、信号パターンＰｉ（ｆ）における負の周波数成分ｃｉ，－ｌ１（ｌ１＞０）は、周波数軸（周波数０に位置する縦軸）に対して対称な正の周波数成分ｃｉ，ｌ１の共役イメージであり、正の周波数成分ｃｉ，ｌ１と同じ大きさを有する。なお、実際にミキサ１３０に入力される信号パターンＰｉ（ｆ）は、例えば図中に示したようなＰＳＦ入力特性１４２０（ＨＬＯ）の影響を受ける。
【0135】
図２３は、本実施形態の変形例に係る、ＡＤ変換器１５０が出力する信号のスペクトラムの一例を示す。図１７のＳ８２０において、ミキサ１３０は、図２１に示した較正用入力信号Ｘ（ｆ）に、図２２に示した信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じる。これにより、較正用入力信号Ｘ（ｆ）におけるｋｆｐを中心周波数とする周波数スロットにあるＺ＾ｋ（ｆ―ｋｆｐ）は、Ｐｉ（ｆ）に含まれる各周波数成分ｃi，ｌと乗じられて、中心周波数が（ｋ＋ｌ）ｆｐである各周波数スロット内に周波数変換され、ｃｉ，ｌが乗じられた信号ｃｉ，ｌ・Ｚ＾ｋ（ｆ―（ｋ＋ｌ）ｆｐ）となる。
【0136】
本図に示したように、ｋｆｐを中心周波数とする周波数スロットにある較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ―ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，－（ｋ＋１）と乗じられ、中心周波数が－ｆｐである周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，－（ｋ＋１）・Ｚ＾ｋ（ｆ＋ｆｐ）となる。較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ―ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，－ｋと乗じられ、中心周波数が０である周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，－ｋ・Ｚ＾ｋ（ｆ）となる。また、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ―ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，－（ｋ－１）と乗じられ、中心周波数がｆｐである周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，－（ｋ－１）・Ｚ＾ｋ（ｆ－ｆｐ）となる。
【0137】
同様に、－ｋｆｐを中心周波数とする周波数スロットにある較正用入力信号Ｚ＾－ｋ（ｆ＋ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，ｋ－１と乗じられ、中心周波数が－ｆｐである周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，ｋ－１・Ｚ＾－ｋ（ｆ＋ｆｐ）となる。較正用入力信号Ｚ＾－ｋ（ｆ＋ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，ｋと乗じられ、中心周波数が０である周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，ｋ・Ｚ＾－ｋ（ｆ）となる。また、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ―ｋｆｐ）は、周波数成分ｃi，ｋ＋１と乗じられ、中心周波数がｆｐである周波数スロット内に周波数変換されて、信号ｃｉ，ｋ＋１・Ｚ＾－ｋ（ｆ－ｆｐ）となる。
【0138】
なお、本図においては、説明の便宜上、中心周波数が０および±１・ｆｐの周波数スロットのみを図示している。実際には、較正用入力信号Ｘ（ｆ）は、信号パターンＰｉ（ｆ）の周波数成分ｃｉ，－Ｌ０からｃｉ，Ｌ０のそれぞれと乗じられて、中心周波数が－（Ｌ０＋ｋ）・ｆｐから（Ｌ０＋ｋ）・ｆｐまでの各周波数スロットに周波数変換される。
【0139】
このように、較正用入力信号Ｘ（ｆ）および信号パターンＰｉ（ｆ）を乗じた信号は、各角周波数スロットに、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）を周波数変換した複数のトーンと、中心周波数に中心としてＺ＾ｋ（ｆ）を反転した共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）を周波数変換した複数のトーンとの両方とを含む。ここで、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）は、中心周波数を中心として反転した共役イメージに対して非対称に配置された複数のトーンを有するので、各周波数スロットにおける較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）からの各トーンは、共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）からの各トーンと異なる周波数を有する。
【0140】
例えば、本図における中心周波数が０の周波数スロットにおいては、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）の各トーンは、・・・，－Δｆ／４，３Δｆ／４，・・・の周波数に配置される。これに対し、共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）の各トーンは、・・・，－Δ３ｆ／４，Δｆ／４，・・・の周波数に配置される。このため、較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）からの各トーンと共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）からの隣接するトーンとの間には、Δｆ／２の周波数差がある。
【0141】
図１７のＳ８３０において、バンドパスフィルタ１４０は、ミキサ１３０が出力するこのような信号ｙｐｉ（ｔ）を帯域制限する。本変形例においてはバンドパスフィルタ１４０は一例としてローパスフィルタであり、ミキサ１３０が出力する信号を低域濾波する。図１７のＳ１７４０において、ＡＤ変換器１５０は、バンドパスフィルタ１４０が帯域制限した較正用バンドパス信号ｙｉ（ｔ）をサンプリングしてデジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を取得する。デジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に対応する周波数領域の較正用バンドパス信号Ｙｉ（ｆ）は、等価周波数特性Ｈｅｑの影響を受ける。実際の較正用バンドパス信号Ｙｉ（ｆ）は、以下の式（１１）に示すＹ～
ｉ（ｆ）で表される。
【数11】
【0142】
図１７のＳ１７４０において、補正フィルタ部１５５５は、デジタルの較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］を補正して出力する。ここで、説明の便宜上、補正フィルタ部１５５５内のローパスフィルタ１６１０は理想的なローパスフィルタであるとする。また、補正フィルタ１６２０は、周波数によらずゲイン１かつ位相遅延０であり、入力される信号をそのまま出力するように初期化されているものとする。この場合、較正処理部１９００は、較正用バンドパス信号取得部１８０を介して、本図に示したように、信号ｃｉ，ｌ・Ｚ＾ｋ（ｆ―（ｋ＋ｌ）ｆｐ）および信号ｃｉ，ｌ・Ｚ＾－ｋ（ｆ―（－ｋ＋ｌ）ｆｐ）を含む、等価周波数特性Ｈｅｑの影響を受けた較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）を受け取る。なお、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）は、ローパスフィルタ１６１０によって低域濾波されている。
【0143】
図１７のＳ１７５０において、較正処理部１５９０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）を用いて補正フィルタ１６２０を較正する。まず、較正処理部１５９０内の周波数特性算出部１８１０は、図１９のＳ１９１０において、較正用バンドパス信号ｙｉ［ｎ］に含まれる各トーンに基づいて、各トーンの周波数ｆ＾における離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑ［ｆ＾］を算出する。
【0144】
（１）ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮しない場合
ＰＳＦ入力特性１４２０による影響が小さく無視してよい場合には、式（１１）において、信号パターンPｉ（ｆ）の実際の周波数成分ｃ～ ｉ，ｌ＝理想の周波数成分ｃｉ，ｌと置換することにより、以下の式（１２）を得ることができる。なお、式（１１）から式（１２）への変形においては、信号入力特性１４１０の影響も無視している。
ＰＳＦ入力特性１４２０による影響が小さく無視してよい場合には、式（１１）において、信号パターンPｉ（ｆ）の実際の周波数成分ｃ～ ｉ，ｌ＝理想の周波数成分ｃｉ，ｌと置換することにより、以下の式（１２）を得ることができる。なお、式（１１）から式（１２）への変形においては、信号入力特性１４１０の影響も無視している。
【数12】
【0145】
ｆ＾は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）におけるトーンが存在する周波数であり、図２３においてはｆ＾＝－Δｆ／４＋ｎ・Δｆ／２（ただしｎはＹ～
ｉ（ｆ）においてトーンが存在する範囲内の整数）である。ここで、信号パターンPｉ（ｆ）の理想の周波数成分ｃｉ，ｌは、信号パターンPｉ（ｆ）から計算することができる。また、理想の較正用入力信号Ｚｋ（ｆ）も既知である。したがって、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）の各トーンが存在する各周波数ｆ＾におけるＨｅｑ（ｆ）の離散的な等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］を算出することができる。
【0146】
なお、図２３に示したように、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）の各周波数スロットにおいて、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）に対応する各トーンと、共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）に対応する各トーンとは異なる周波数を持つ。したがって、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）における、ベースバンドの較正用入力信号Ｚ＾ｋ（ｆ）に対応する各トーンと、共役イメージＺ＾－ｋ（ｆ）に対応する各トーンとを区別することができる。
【0147】
例えば、ｆ＾＝３・Δｆ／４を式（１２）に代入すると、図２０に示したように、較正用入力信号Ｚｋ（ｆ＾－ｌｐ）（ここではｌ＝０）の共役イメージＺ－ｋ（ｆ＾－ｌｐ）は周波数スロット内におけるこの周波数ｆ＾にトーンを有しないから０となる。したがって、ｆ＾＝３・Δｆ／４の場合、式（１２）はＨｅｑ［３・Δｆ／４］＝Ｙ～
ｉ（３・Δｆ／４）／｛ｃｉ，－ｋＺｋ（３・Δｆ／４）｝となる。また、ｆ＾が中心周波数ｌｆｐの周波数スロットに含まれるＺｋ（ｆ）のトーンに対応する場合、Ｈｅｑ［ｆ＾］＝Ｙ～
ｉ（ｆ＾）／｛ｃｉ，－（ｋ－ｌ）Ｚｋ（ｆ＾－ｌｆｐ）｝となる。
【0148】
したがって、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ＾）のあるトーンＴｏの信号強度を、較正用入力信号Ｘ（ｆ）における、トーンＴｏに周波数変換された元のトーンＴｉの信号強度と、信号パターンＰｉ（ｆ）における、トーンＴｉをトーンＴｏに周波数変換した周波数成分ｃｉ，αの信号強度とで割ることにより等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］のゲインを算出することができる。また、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ＾）のあるトーンＴｏの位相から、較正用入力信号Ｘ（ｆ）における、トーンＴｏに周波数変換された元のトーンＴｉの位相と、信号パターンＰｉ（ｆ）における、トーンＴｉをトーンＴｏに周波数変換した周波数成分ｃｉ，αの位相とを減じることにより等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］の位相を算出することができる。このようにして、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）に含まれる複数のトーン間での信号強度および位相に応じて、離散的な等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］のゲインおよび位相を算出することができる。
【0149】
（２）ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮する場合
ＰＳＦ入力特性１４２０による影響を考慮する場合には、式（１１）における信号パターンPｉ（ｆ）の実際の周波数成分ｃ～ ｉ，ｌは不明である。そして、式（１２）におけるｃｉ，－（ｋ－ｌ）およびｃｉ，－（ｋ＋ｌ）は実際の周波数成分ｃ～ ｉ，－（ｋ－ｌ）およびｃ～ ｉ，－（ｋ＋ｌ）のままとなるので、直接等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］を算出することができない。
ＰＳＦ入力特性１４２０による影響を考慮する場合には、式（１１）における信号パターンPｉ（ｆ）の実際の周波数成分ｃ～ ｉ，ｌは不明である。そして、式（１２）におけるｃｉ，－（ｋ－ｌ）およびｃｉ，－（ｋ＋ｌ）は実際の周波数成分ｃ～ ｉ，－（ｋ－ｌ）およびｃ～ ｉ，－（ｋ＋ｌ）のままとなるので、直接等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］を算出することができない。
【0150】
しかし、この場合においても、図２３に示すように、同一の周波数スロット内においては、較正用入力信号Ｘ（ｆ）における正側のスペクトラムＺｋ（ｆ）の各トーンに乗じられる周波数成分ｃ～
ｉ，－（ｋ－ｌ）は同一であり、較正用入力信号Ｘ（ｆ）における負側のスペクトラムＺ－ｋ（ｆ）の各トーンに乗じられる周波数成分ｃ～
ｉ，ｋ－ｌも同一である。
【0151】
そこで、周波数特性算出部１８１０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）における各周波数スロット内に含まれる複数のトーン間での信号強度および位相の変化に応じて、各周波数スロット内における離散的な等価周波数特性Ｈｅｑ［ｆ＾］のゲインおよび位相の相対変化を算出する。例えば、図２３においてＨ＾ｅｑ［３・Δｆ／４］＝Ｙ～
ｉ（３・Δｆ／４）／｛ｃｉ，－ｋＺｋ（３・Δｆ／４）｝のゲインが１．０、Ｈ＾ｅｑ［７・Δｆ／４］＝Ｙ～
ｉ（７・Δｆ／４）／｛ｃｉ，－ｋＺｋ（７・Δｆ／４）｝のゲインが０．９であったとする。ここで、Ｚｋ（ｆ）の各トーンの信号強度は周波数によらず一定であったとすると、周波数特性算出部１８１０は、Ｈ＾ｅｑ［７・Δｆ／４］のゲインは、Ｈ＾ｅｑ［３・Δｆ／４］のゲインの０．９倍であると算出することができる。また、周波数特性算出部１８１０は、位相特性についても同様に、Ｙ～
ｉ（３・Δｆ／４）の位相からＺｋ（３・Δｆ／４）の位相を減じたＨ＾ｅｑ［３・Δｆ／４］の位相と、Ｙ～
ｉ（７・Δｆ／４）の位相からＺｋ（７・Δｆ／４）の位相を減じたＨ＾ｅｑ［７・Δｆ／４］の位相との間の位相差を算出することができる。
【0152】
なお、周波数特性算出部１８１０は、上記の（１）および（２）のいずれにおいても、較正用バンドパス信号Ｙ～ｉ（ｆ）における、較正用入力信号Ｘ（ｆ）の元のスペクトラムＺｋ（ｆ）および共役イメージＺ－ｋ（ｆ）の両方からのトーンを用いて離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを算出してもよく、いずれか一方のみからのトーンを用いて離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを算出してもよい。
【0153】
図１９のＳ１９２０において、補間処理部１８２０は、離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑを補間することにより、連続的な等価周波数特性Ｈｅｑを推定する。ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮しない場合（上記（１）の場合）、補間処理部１８２０は、本変形例においては周波数ΔｆまたはΔｆ／２間隔で算出された離散的な等価周波数特性Ｈ＾ｅｑのゲイン特性および位相特性を補間して連続な等価周波数特性Ｈｅｑを推定する。補間処理部１８２０は、補間方法として、線形補間、多項式補間、スプライン補間、またはその他の任意の手法を用いてよい。
【0154】
ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮する場合（上記（２）の場合）においても、補間処理部１８２０は、上記（１）の場合と同様にして、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）における各周波数スロット内に含まれる複数のトーン間での信号強度および位相の変化に応じて、各周波数スロット内における等価周波数特性Ｈｅｑのゲイン特性および位相特性の変化を推定する。これにより、補間処理部１８２０は、周波数スロット間では不連続であるが、周波数スロット内においては連続な等価周波数特性Ｈｅｑを推定することができる。
【0155】
また、補間処理部１８２０は、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）における隣接するある周波数スロット（「第１の周波数スロット」と示す。）およびその隣の周波数スロット（「第２の周波数スロット」と示す。）の間の境界において、第１の周波数スロット側の等価周波数特性Ｈｅｑと、第２の周波数スロット側の等価周波数特性Ｈｅｑとを近付ける調整を行なう。例えば図２３において、補間処理部１８２０は、中心周波数を０とする周波数スロットを第１の周波数スロットとし、第１の周波数スロット内で連続な第１の等価周波数特性Ｈｅｑと、中心周波数をｆｐとする第２の周波数スロット内で連続な第２の等価周波数特性Ｈｅｑとを算出したとする。この段階では、第１の等価周波数特性Ｈｅｑと、第２の等価周波数特性Ｈｅｑとは不連続である。そこで例えば、補間処理部１８２０は、第１および第２の周波数スロットの境界である周波数ｆｐ／２における第２の等価周波数特性Ｈｅｑのゲイン特性および位相特性を、周波数ｆｐ／２における第１の等価周波数特性Ｈｅｑのゲイン特性および位相特性と一致させるように調整し、第２の等価周波数特性Ｈｅｑにおける他の周波数のゲイン特性および位相特性も同じ調整量分調整する。補間処理部１８２０は、中心周波数が０以外の周波数スロットを第１の周波数スロットとみなし、第１の周波数スロットに隣接する第２の周波数スロットとの間で等価周波数特性Ｈｅｑを近付けるように調整してよい。
【0156】
これにより、補間処理部１８２０は、例えば中心周波数を０とする周波数スロットから高周波数の周波数スロットへと順に等価周波数特性Ｈｅｑを調整して、連続な等価周波数特性Ｈｅｑを推定することができる。なお、補間処理部１８２０は、中心周波数が０以外の周波数スロットを、この処理の起点としてもよい。
【0157】
図１９のＳ１９３０において、補正フィルタ決定部１８３０は、等価周波数特性Ｈｅｑを相殺することができるように補正フィルタ１６２０の周波数特性ＨＣを決定する。補正フィルタ決定部１８３０は、補正フィルタ１６２０の周波数特性ＨＣを、バンドパスフィルタ１４０およびローパスフィルタ１６１０における帯域制限のカットオフ周波数ｆｂｐｆまでの各周波数スロットについて、当該周波数スロットにおける等価周波数特性Ｈｅｑの逆特性に応じた特性とする。ここで、補正フィルタ決定部１８３０は、補正フィルタ１６２０の周波数特性ＨＣを、以下の式（１３）により決定してよい。
【数13】
【0158】
このように、較正処理部１５９０は、周波数特性Ｈｃ（ｆ）を、推定したＨｅｑ（ｆ）およびローパスフィルタ１６１０の既知の周波数特性ＨＳ（ｆ）の積の逆特性とする。なお、本変形例においては、較正用バンドパス信号Ｙ～
ｉ（ｆ）は、補正フィルタ部１５５５を経た信号である。したがって、補正フィルタ１６２０の周波数特性ＨＣがゲイン１、位相０以外に設定済みである場合には、補正フィルタ１６２０は、設定済みの周波数特性ＨＣに、推定した等価周波数特性Ｈｅｑ（ｆ）の逆特性を乗じて新たな周波数特性ＨＣを決定してよい。
【0159】
図１９のＳ１９４０において、補正フィルタ設定部１８４０は、補正フィルタ１６２０を決定された周波数特性ＨＣとする補正フィルタ１６２０のパラメータを算出する。例えば補正フィルタ１６２０がＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタである場合、補正フィルタ設定部１８４０は、決定された周波数特性ＨＣからＦＩＲフィルタの各フィルタ係数を算出する。補正フィルタ設定部１８４０は、算出したフィルタ係数を補正フィルタ１６２０に設定する。
【0160】
以上に示した変換装置１５００によれば、各フロントエンドのバンドパスフィルタ１４０等が有する実際の周波数特性を、補正フィルタ部１５５５により補償することができる。また、変換装置１５００によれば、図２１に例示した較正用入力信号を変換器に供給することにより、各フロントエンドのバンドパスフィルタ１４０等を含むパスの、複数周波数スロットにわたる等価周波数特性Ｈｅｑを一括して推定することができ、等価周波数特性Ｈｅｑの逆特性に基づいて補正フィルタ部１５５５内の補正フィルタ１６２０の周波数特性を設定することができる。
【0161】
図２４は、本実施形態の変形例に係る、補正前および補正後の出力信号のスペクトラムの一例を示す。本図は、式（９）に示した較正用入力信号ｘＬＰＦ（ｔ）を変換装置１５００により再構成した出力信号ｘｏ（ｔ）のスペクトラムをシミュレーションにより生成した結果を示す。なお、フロントエンドの数ｍは４、ＡＤ変換器１５０のサンプリング周波数ｆｓは信号パターンの周波数ｆｐの１６倍（ｑ＝１６）である。
【0162】
補正フィルタ部１５５５による補正を行なわない場合、出力信号ｘｏ（ｔ）のスペクトラムには、バンドパスフィルタ１４０等の実際の周波数特性に応じて、－４５ｄＢ程度までの共役イメージ（スプリアス）が発生している。これに対し、較正処理部１５９０によって補正フィルタ１６２０を較正した後には、変換装置１５００は、スプリアスを－７６ｄＢ程度まで抑え込むことができている。
【0163】
図２５は、本実施形態の変形例に係る、補正前および補正後において較正用入力信号ＸＬＰＦ（ｆ）を入力したことに応じてＡＤ変換器１５０および補正フィルタ部１５５５が出力する出力信号のスペクトラムの一例を示す。本図は、変換装置１５００の変換器部分の回路をオンボードで実装して、実際の回路を用いて測定した結果を示す。ここで、信号パターンｐｉ（ｔ）の繰り返し周波数ｆｐが１ＭＨｚ、周波数スロットの数Ｌ０が１６０、入力信号ｘ（ｔ）の検出対象となる周波数帯域幅が１６０ＭＨｚ、信号パターンｐｉ（ｔ）の１周期のシンボル数が５００，フロントエンドの数ｍが４、ＡＤ変換器１５０のサンプリング周波数ｆｓが１００ＭＨｚ、バンドパスフィルタ１４０のカットオフ周波数が３０ＭＨｚである。
【0164】
補正フィルタ部１５５５による補正を行なわない場合、本図の左側に示したように、周波数０～０．５ＭＨｚの周波数スロットでは、低周波数においてバンドパスフィルタ１４０等のゲイン低下によって出力信号Ｘｏ（ｆ）の信号強度の低下が見られる。また、周波数０．５～１．５ＭＨｚ、１．５～２．５ＭＨｚ、および２．５ＭＨｚ～の各周波数スロットにおいても、周波数が上がるにつれてゲインがなだらかに低下している。
【0165】
これに対し、較正処理部１５９０によって補正フィルタ１６２０を較正した後の出力信号Ｘｏ（ｆ）は、本図の右側に示したように、周波数スロット毎に周波数によらずほぼ一定の信号強度を有するようになる。なお、出力信号Ｘｏ（ｆ）は、較正用入力信号ＸＬＰＦ（ｆ）のベースバンドスペクトラムＺｋ（ｆ）およびＺ－ｋ（ｆ）に対して、信号パターンＰｉ（ｆ）における周波数スロット毎に異なる周波数成分ｃｉ，ｌが乗じられて得られるものであることから、出力信号Ｘｏ（ｆ）における周波数スロットの境界は不連続となる。
【0166】
図２６は、本実施形態の変形例に係る、バンドパスフィルタ１４０の一例としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ）、および補正フィルタ１６２０の周波数特性の一例を示す。本図は、横軸に周波数、縦軸にゲインおよび位相をとり、実際のバンドパスフィルタ１４０の周波数特性（図中「ＬＰＦ」）、理想的な補正フィルタ１６２０の周波数特性（図中「望ましい補正フィルタ」）、および実際の変換装置１５００により決定された補正フィルタ１６２０の周波数特性（図中「実際の補正フィルタ」）を示す。
【0167】
図２５に関連して説明したように、実際のバンドパスフィルタ１４０は、約０．３ＭＨｚ以下の低周波数においてゲインが低下している。また、実際のバンドパスフィルタ１４０は、約０．３ＭＨｚ以上の周波数においてもゲインがなだらかに低下している。また、実際のバンドパスフィルタ１４０は、本図の下側のグラフに示したように、周波数によって異なる位相特性を有する。
【0168】
本変形例に係る変換装置１５００は、本図に示したように、実際のバンドパスフィルタ１４０に固有の周波数特性を相殺する理想の補正フィルタとほぼ同じ周波数特性を有するように、補正フィルタ１６２０を較正することができる。このように、本変形例に係る変換装置１５００は、サンプリング周波数ｆｓが信号パターンｐｉ（ｔ）の繰り返し周波数よりも高い場合、すなわち例えばｆｓ＝ｑ・ｆｐ（ｑは１を超える整数）の場合であっても、複数の周波数スロットにわたってバンドパスフィルタ１４０等の等価周波数特性Ｈｅｑを相殺するように補正フィルタ１６２０を調整することができる。
【0169】
なお、変換装置１５００の較正用バンドパス信号取得部１８０、較正用信号供給部１５７０、および較正処理部１５９０は、図１２から図２６に関連して示したように補正フィルタ１６２０を較正した後に、図１から図１１に関連して示したように再構成部１６０の較正を行なってよい。これにより、変換装置１５００は、補正フィルタ部１５５５によってより理想に近づけた各フロントエンドからの複数の較正用バンドパス信号を用いて再構成部１６０における再構成パラメータを調整することができる。
【0170】
逆に、変換装置１５００の較正用バンドパス信号取得部１８０、較正用信号供給部１５７０、および較正処理部１５９０は、図１から図１１に関連して示したように再構成部１６０の較正を行なった後に、図１２から図２６に関連して示したように補正フィルタ１６２０を較正してもよい。図９に関連して説明したように、較正処理部１５９０は、再構成部１６０の較正時に、信号パターンＰｉ（ｆ）の各周波数成分ｃｉ，ｌの実際の値（信号強度および位相）を検出することができる。較正処理部１５９０は、再構成部１６０の較正時に検出した各周波数成分ｃｉ，ｌの実際の値を用いることで、図２３に関連して「（１）ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮しない場合」で説明した手法を用いつつ、ＰＳＦ入力特性１４２０の影響を考慮して等価周波数特性Ｈｅｑを推定することができる。較正処理部１５９０は、補正フィルタ１６２０の較正および再構成部１６０の較正を繰り返し行なうことにより、補正フィルタ１６２０および再構成部１６０の精度をさらに高めてもよい。
【0171】
以上に示した較正処理部１５９０は、補正フィルタ１６２０のゲイン特性および位相特性の両方を調整する。これに代えて、較正処理部１５９０は、補正フィルタ１６２０のゲイン特性および位相特性のいずれか一方のみを調整してもよい。
【0172】
本発明の様々な実施形態は、フローチャートおよびブロック図を参照して記載されてよく、ここにおいてブロックは、（１）操作が実行されるプロセスの段階または（２）操作を実行する役割を持つ装置のセクションを表わしてよい。特定の段階およびセクションが、専用回路、コンピュータ可読媒体上に格納されるコンピュータ可読命令と共に供給されるプログラマブル回路、および／またはコンピュータ可読媒体上に格納されるコンピュータ可読命令と共に供給されるプロセッサによって実装されてよい。専用回路は、デジタルおよび／またはアナログハードウェア回路を含んでよく、集積回路（ＩＣ）および／またはディスクリート回路を含んでよい。プログラマブル回路は、論理ＡＮＤ、論理ＯＲ、論理ＸＯＲ、論理ＮＡＮＤ、論理ＮＯＲ、および他の論理操作、フリップフロップ、レジスタ、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プログラマブルロジックアレイ（ＰＬＡ）等のようなメモリ要素等を含む、再構成可能なハードウェア回路を含んでよい。
【0173】
コンピュータ可読媒体は、適切なデバイスによって実行される命令を格納可能な任意の有形なデバイスを含んでよく、その結果、そこに格納される命令を有するコンピュータ可読媒体は、フローチャートまたはブロック図で指定された操作を実行するための手段を作成すべく実行され得る命令を含む、製品を備えることになる。コンピュータ可読媒体の例としては、電子記憶媒体、磁気記憶媒体、光記憶媒体、電磁記憶媒体、半導体記憶媒体等が含まれてよい。コンピュータ可読媒体のより具体的な例としては、フロッピー（登録商標）ディスク、ディスケット、ハードディスク、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、消去可能プログラマブルリードオンリメモリ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ）、電気的消去可能プログラマブルリードオンリメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、静的ランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）、コンパクトディスクリードオンリメモリ（ＣＤ-ＲＯＭ）、デジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）、ブルーレイ（登録商標）ディスク、メモリスティック、集積回路カード等が含まれてよい。
【0174】
コンピュータ可読命令は、アセンブラ命令、命令セットアーキテクチャ（ＩＳＡ）命令、マシン命令、マシン依存命令、マイクロコード、ファームウェア命令、状態設定データ、またはＳｍａｌｌｔａｌｋ（登録商標）、ＪＡＶＡ（登録商標）、Ｃ＋＋等のようなオブジェクト指向プログラミング言語、および「Ｃ」プログラミング言語または同様のプログラミング言語のような従来の手続型プログラミング言語を含む、１または複数のプログラミング言語の任意の組み合わせで記述されたソースコードまたはオブジェクトコードのいずれかを含んでよい。
【0175】
コンピュータ可読命令は、汎用コンピュータ、特殊目的のコンピュータ、若しくは他のコンピュータ等のプログラム可能なデータ処理装置のプロセッサまたはプログラマブル回路に対し、ローカルにまたはローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、インターネット等のようなワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）を介して提供され、フローチャートまたはブロック図で指定された操作を実行するための手段を作成すべく、コンピュータ可読命令を実行してよい。プロセッサの例としては、コンピュータプロセッサ、処理ユニット、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ等を含む。
【0176】
図２７は、本発明の複数の態様が全体的または部分的に具現化されてよいコンピュータ２２００の例を示す。コンピュータ２２００にインストールされたプログラムは、コンピュータ２２００に、本発明の実施形態に係る装置に関連付けられる操作または当該装置の１または複数のセクションとして機能させることができ、または当該操作または当該１または複数のセクションを実行させることができ、および／またはコンピュータ２２００に、本発明の実施形態に係るプロセスまたは当該プロセスの段階を実行させることができる。そのようなプログラムは、コンピュータ２２００に、本明細書に記載のフローチャートおよびブロック図のブロックのうちのいくつかまたはすべてに関連付けられた特定の操作を実行させるべく、ＣＰＵ２２１２によって実行されてよい。
【0177】
本実施形態によるコンピュータ２２００は、ＣＰＵ２２１２、ＲＡＭ２２１４、グラフィックコントローラ２２１６、およびディスプレイデバイス２２１８を含み、それらはホストコントローラ２２１０によって相互に接続されている。コンピュータ２２００はまた、通信インターフェイス２２２２、ハードディスクドライブ２２２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ２２２６、およびＩＣカードドライブのような入／出力ユニットを含み、それらは入／出力コントローラ２２２０を介してホストコントローラ２２１０に接続されている。コンピュータはまた、ＲＯＭ２２３０およびキーボード２２４２のようなレガシの入／出力ユニットを含み、それらは入／出力チップ２２４０を介して入／出力コントローラ２２２０に接続されている。
【0178】
ＣＰＵ２２１２は、ＲＯＭ２２３０およびＲＡＭ２２１４内に格納されたプログラムに従い動作し、それにより各ユニットを制御する。グラフィックコントローラ２２１６は、ＲＡＭ２２１４内に提供されるフレームバッファ等またはそれ自体の中にＣＰＵ２２１２によって生成されたイメージデータを取得し、イメージデータがディスプレイデバイス２２１８上に表示されるようにする。
【0179】
通信インターフェイス２２２２は、ネットワークを介して他の電子デバイスと通信する。ハードディスクドライブ２２２４は、コンピュータ２２００内のＣＰＵ２２１２によって使用されるプログラムおよびデータを格納する。ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ２２２６は、プログラムまたはデータをＤＶＤ－ＲＯＭ２２０１から読み取り、ハードディスクドライブ２２２４にＲＡＭ２２１４を介してプログラムまたはデータを提供する。ＩＣカードドライブは、プログラムおよびデータをＩＣカードから読み取り、および／またはプログラムおよびデータをＩＣカードに書き込む。
【0180】
ＲＯＭ２２３０はその中に、アクティブ化時にコンピュータ２２００によって実行されるブートプログラム等、および／またはコンピュータ２２００のハードウェアに依存するプログラムを格納する。入／出力チップ２２４０はまた、様々な入／出力ユニットをパラレルポート、シリアルポート、キーボードポート、マウスポート等を介して、入／出力コントローラ２２２０に接続してよい。
【0181】
プログラムが、ＤＶＤ－ＲＯＭ２２０１またはＩＣカードのようなコンピュータ可読媒体によって提供される。プログラムは、コンピュータ可読媒体から読み取られ、コンピュータ可読媒体の例でもあるハードディスクドライブ２２２４、ＲＡＭ２２１４、またはＲＯＭ２２３０にインストールされ、ＣＰＵ２２１２によって実行される。これらのプログラム内に記述される情報処理は、コンピュータ２２００に読み取られ、プログラムと、上記様々なタイプのハードウェアリソースとの間の連携をもたらす。装置または方法が、コンピュータ２２００の使用に従い情報の操作または処理を実現することによって構成されてよい。
【0182】
例えば、通信がコンピュータ２２００および外部デバイス間で実行される場合、ＣＰＵ２２１２は、ＲＡＭ２２１４にロードされた通信プログラムを実行し、通信プログラムに記述された処理に基づいて、通信インターフェイス２２２２に対し、通信処理を命令してよい。通信インターフェイス２２２２は、ＣＰＵ２２１２の制御下、ＲＡＭ２２１４、ハードディスクドライブ２２２４、ＤＶＤ－ＲＯＭ２２０１、またはＩＣカードのような記録媒体内に提供される送信バッファ処理領域に格納された送信データを読み取り、読み取られた送信データをネットワークに送信し、またはネットワークから受信された受信データを記録媒体上に提供される受信バッファ処理領域等に書き込む。
【0183】
また、ＣＰＵ２２１２は、ハードディスクドライブ２２２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ２２２６（ＤＶＤ－ＲＯＭ２２０１）、ＩＣカード等のような外部記録媒体に格納されたファイルまたはデータベースの全部または必要な部分がＲＡＭ２２１４に読み取られるようにし、ＲＡＭ２２１４上のデータに対し様々なタイプの処理を実行してよい。ＣＰＵ２２１２は次に、処理されたデータを外部記録媒体にライトバックする。
【0184】
様々なタイプのプログラム、データ、テーブル、およびデータベースのような様々なタイプの情報が記録媒体に格納され、情報処理を受けてよい。ＣＰＵ２２１２は、ＲＡＭ２２１４から読み取られたデータに対し、本開示の随所に記載され、プログラムの命令シーケンスによって指定される様々なタイプの操作、情報処理、条件判断、条件分岐、無条件分岐、情報の検索／置換等を含む、様々なタイプの処理を実行してよく、結果をＲＡＭ２２１４に対しライトバックする。また、ＣＰＵ２２１２は、記録媒体内のファイル、データベース等における情報を検索してよい。例えば、各々が第２の属性の属性値に関連付けられた第１の属性の属性値を有する複数のエントリが記録媒体内に格納される場合、ＣＰＵ２２１２は、第１の属性の属性値が指定される、条件に一致するエントリを当該複数のエントリの中から検索し、当該エントリ内に格納された第２の属性の属性値を読み取り、それにより予め定められた条件を満たす第１の属性に関連付けられた第２の属性の属性値を取得してよい。
【0185】
上で説明したプログラムまたはソフトウェアモジュールは、コンピュータ２２００上またはコンピュータ２２００近傍のコンピュータ可読媒体に格納されてよい。また、専用通信ネットワークまたはインターネットに接続されたサーバーシステム内に提供されるハードディスクまたはＲＡＭのような記録媒体が、コンピュータ可読媒体として使用可能であり、それによりプログラムを、ネットワークを介してコンピュータ２２００に提供する。
【0186】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【0187】
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
【符号の説明】
【0188】
１００ 変換装置、１１０ セレクタ、１２０ 周期信号発生器、１３０ ミキサ、１４０ バンドパスフィルタ、１５０ ＡＤ変換器、１６０ 再構成部、１７０ 較正用信号供給部、１８０ 較正用バンドパス信号取得部、１９０ 較正処理部、３１０ 信号、３２０ 信号、１０００ 較正用信号供給部、１０１０ トリガ発生器、１０２０ サイン波発生器、１０３０ アッテネータ、１０４０ マルチプレクサ、１０５０ 位相振幅設定部、１１００ 較正処理部、１１１０ 信号成分検出部、１１２０ 較正パラメータ算出部、１４００ 理想ミキサ、１４１０ 信号入力特性、１４２０ ＰＳＦ入力特性、１４３０ ミキサ出力特性、１４４０ 理想ＡＤ変換器、１４５０ ＡＤ変換特性、１５００ 変換装置、１５５５ 補正フィルタ部、１５７０ 較正用信号供給部、１５９０ 較正処理部、１６００ アップサンプラ、１６１０ ローパスフィルタ、１６２０ 補正フィルタ、１６３０ ダウンサンプラ、１８１０ 周波数特性算出部、１８２０ 補間処理部、１８３０ 補正フィルタ決定部、１８４０ 補正フィルタ設定部、２２００ コンピュータ、２２０１ ＤＶＤ－ＲＯＭ、２２１０ ホストコントローラ、２２１２ ＣＰＵ、２２１４ ＲＡＭ、２２１６ グラフィックコントローラ、２２１８ ディスプレイデバイス、２２２０ 入／出力コントローラ、２２２２ 通信インターフェイス、２２２４ ハードディスクドライブ、２２２６ ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ、２２３０ ＲＯＭ、２２４０ 入／出力チップ、２２４２ キーボード
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
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【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
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【図26】
【図27】