(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023079977
(43)【公開日】2023-06-08
(54)【発明の名称】送信装置及び受信装置
(51)【国際特許分類】
H04L 27/00 20060101AFI20230601BHJP
H04L 27/34 20060101ALI20230601BHJP
H03M 13/29 20060101ALI20230601BHJP
H04L 1/00 20060101ALI20230601BHJP
H03M 13/19 20060101ALI20230601BHJP
H03M 13/23 20060101ALI20230601BHJP
H03M 13/15 20060101ALI20230601BHJP
【ＦＩ】
H04L27/00 B
H04L27/34
H03M13/29
H04L1/00 B
H03M13/19
H03M13/23
H03M13/15
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022025824
(22)【出願日】2022-02-22
(31)【優先権主張番号】P 2021192600
(32)【優先日】2021-11-27
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
(71)【出願人】
【識別番号】000004352
【氏名又は名称】日本放送協会
(74)【代理人】
【識別番号】100121119
【弁理士】
【氏名又は名称】花村 泰伸
(72)【発明者】
【氏名】山岸 史弥
(72)【発明者】
【氏名】松▲崎▼ 敬文
(72)【発明者】
【氏名】島▲崎▼ 智拓
(72)【発明者】
【氏名】中川 孝之
(72)【発明者】
【氏名】居相 直彦
【テーマコード（参考）】
5J065
5K014
【Ｆターム（参考）】
5J065AD07
5J065AD10
5J065AD11
5J065AE02
5J065AG05
5J065AG06
5J065AH01
5J065AH21
5K014BA06
5K014BA07
5K014BA08
5K014BA10
5K014FA16
(57)【要約】
【課題】ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、伝送性能を改善する。
【解決手段】送信装置１のＲＳ符号化部１４は、外符号として短縮化ＲＳ（204,188）符号を用いた符号化を行う。畳み込み符号化部１６は、内符号として所定の符号化率の畳み込み符号を用いた符号化を行う。マッピング部２０は、信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行う。マッピングルールの信号点配置は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、畳み込み符号の符号化率が１／２，２／３，３／４，５／６に応じて、それぞれ半径比Ｒ12を２．８６，３．１５，２．８８，２．９３とする。また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、それぞれ半径比Ｒ12を２．７９，３．１６，２．８７，２．９１、半径比Ｒ13を５．２９，５．７９，５．２０，５．１１とする。
【選択図】図１０
【解決手段】送信装置１のＲＳ符号化部１４は、外符号として短縮化ＲＳ（204,188）符号を用いた符号化を行う。畳み込み符号化部１６は、内符号として所定の符号化率の畳み込み符号を用いた符号化を行う。マッピング部２０は、信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行う。マッピングルールの信号点配置は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、畳み込み符号の符号化率が１／２，２／３，３／４，５／６に応じて、それぞれ半径比Ｒ12を２．８６，３．１５，２．８８，２．９３とする。また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、それぞれ半径比Ｒ12を２．７９，３．１６，２．８７，２．９１、半径比Ｒ13を５．２９，５．７９，５．２０，５．１１とする。
【選択図】図１０
【特許請求の範囲】
【請求項1】
送信対象の信号に対し、所定の外符号及び内符号により誤り訂正符号化を行い、所定の変調方式のマッピングルールにてマッピングを行うＳＣ－ＦＤＥ方式の送信装置において、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行い、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行うマッピング部を備え、
前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする送信装置。
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行い、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行うマッピング部を備え、
前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする送信装置。
【請求項2】
請求項１に記載の送信装置において、
前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする送信装置。
前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする送信装置。
【請求項3】
所定の外符号及び内符号により誤り訂正符号化が行われ、所定の変調方式のマッピングルールを用いてマッピングが行われたＳＣ－ＦＤＥ方式の送信装置から、変調波の無線信号を受信し、受信信号を周波数領域にて等化し、等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対し、前記変調方式のマッピングルールと同じマッピングルールを用いてデマッピングを行い、ビット尤度の計算を行い、ビット尤度系列に対して復号を行うＳＣ－ＦＤＥ方式の受信装置において、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行い、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行うシンボル判定部を備え、
前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする受信装置。
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行い、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、
半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行うシンボル判定部を備え、
前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする受信装置。
【請求項4】
請求項３に記載の受信装置において、
前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする受信装置。
前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、
前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、
前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、放送または無線伝送システムにおいて使用可能な送信装置及び受信装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、放送、通信等の固定伝送の無線伝送システムにおいて、１つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier－Frequency Domain Equalization）方式が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【0003】
ＳＣ－ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式のように、周波数領域でチャネル推定及びチャネル等化をブロック単位に行うことにより、移動伝送における高速なチャネル変動に追従することができる。そのため、ＳＣ－ＦＤＥ方式は、時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式よりも移動伝送に適した方式であると言える。
【0004】
また、ＳＣ－ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けることにより、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。このＳＣ－ＦＤＥ方式を用いる受信装置は、まず、ブロック先頭を検出するためのブロック同期を行い、チャネル推定用のパイロット信号（ＵＷ：Unique Word：ユニークワード）及びデータを抽出し、フーリエ変換により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。
【0005】
次に、受信装置は、周波数領域に変換されたＵＷを用いてチャネル推定を行い、得られた伝搬路情報を用いて、周波数領域のデータに対してＺＦ（Zero-Forcing：ゼロフォーシング）またはＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）基準による等化を行う。
【0006】
最後に、受信装置は、等化後の周波数領域のデータを時間領域に戻して、シンボル判定等の処理を行う。受信装置は、シンボル判定処理の際に、予め設定されたマッピングルールにおける信号点配置の信号点と受信信号とを比較し、尤度を計算する。
【0007】
このマッピングルールにおける信号点配置は、ＳＣ－ＦＤＥ方式を用いる送信装置にて誤り訂正を行わない場合において、一般的に最小ユークリッド距離が最大となる信号点配置を用いることで、誤り率が良くなるとされている。ここで、最小ユークリッド距離が最大となる信号点配置とは、電力が一定の条件下（データ部分の全ての信号点の平均電力が１となるように正規化された条件下）において、それぞれの信号点と隣接する信号点（ユークリッド距離が最小の信号点）との間の距離を最大限に大きくした信号点配置である。
【0008】
しかしながら、誤り訂正を行う場合には、誤り訂正符号の種類及び符号化率、並びに信号点配置によって、Ｃ／Ｎ比（搬送波対雑音比）に対する誤り率が異なることが知られている。すなわち、所要の誤り率を達成するためのＣ／Ｎである所要Ｃ／Ｎを最も小さくすることが可能な信号点配置が存在する（例えば、非特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】特開２０１８－６７９６号公報
【非特許文献】
【0010】
【非特許文献1】Fumiya Yamagishi,etc,“Distortion Compensation Method on SC-FDE Modulation using for 42-GHz band UHDTV Wireless Camera”,2021 IEEE Radio and Wireless Symposium,pp.91-93,Jan.2021.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0011】
このように、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号の違いにより、データの最適な信号点配置は異なるものである。
【0012】
このため、変調方式及び誤り訂正符号に応じて、最適な信号点配置のマッピングルールを用いることができれば、伝送性能を改善することができるものと期待される。
【0013】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、伝送性能を改善可能な送信装置及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0014】
前記課題を解決するために、請求項１の送信装置は、送信対象の信号に対し、所定の外符号及び内符号により誤り訂正符号化を行い、所定の変調方式のマッピングルールにてマッピングを行うＳＣ－ＦＤＥ方式の送信装置において、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行い、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記誤り訂正符号化が行われた信号系列に対してマッピングを行うマッピング部を備え、前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする。
【0015】
また、請求項２の送信装置は、請求項１に記載の送信装置において、前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする。
【0016】
さらに、請求項３の受信装置は、所定の外符号及び内符号により誤り訂正符号化が行われ、所定の変調方式のマッピングルールを用いてマッピングが行われたＳＣ－ＦＤＥ方式の送信装置から、変調波の無線信号を受信し、受信信号を周波数領域にて等化し、等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対し、前記変調方式のマッピングルールと同じマッピングルールを用いてデマッピングを行い、ビット尤度の計算を行い、ビット尤度系列に対して復号を行うＳＣ－ＦＤＥ方式の受信装置において、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円を定義したとして、内側の前記同心円の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置された信号点配置とし、前記内側の前記同心円の半径をｒ1、前記外側の前記同心円の半径をｒ2として、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行い、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＩＱ軸上に３つの同心円を定義したとして、最も内側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置され、前記最も内側の前記同心円と最も外側の前記同心円との間の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置され、前記最も外側の前記同心円の円周上には、前記Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置された信号点配置とし、前記最も内側の前記同心円の半径をｒ1、前記最も内側の前記同心円と前記最も外側の前記同心円との間の前記同心円の変形をｒ2とし、前記最も外側の前記同心円の半径をｒ3として、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1及び半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の前記信号点配置による前記マッピングルールを用いて、前記等化後のデータの部分に関する時間領域の信号に対するデマッピングによりシンボル判定を行うシンボル判定部を備え、前記外符号をＲＳ符号とし、前記内符号を畳み込み符号として、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８６とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１５とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８８とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９３とし、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝２．７９及び前記半径比Ｒ13＝５．２９とし、前記畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．１６及び前記半径比Ｒ13＝５．７９とし、前記畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８７及び前記半径比Ｒ13＝５．２０とし、前記畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．９１及び前記半径比Ｒ13＝５．１１とする、ことを特徴とする。
【0017】
また、請求項４の受信装置は、請求項３に記載の受信装置において、前記外符号をＢＣＨ符号とし、前記内符号をＬＤＰＣ符号として、前記変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３８とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０６とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８２とし、前記変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、前記半径比Ｒ12＝３．２４及び前記半径比Ｒ13＝７．００とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、前記半径比Ｒ12＝３．３５及び前記半径比Ｒ13＝６．６４とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、前記半径比Ｒ12＝３．０７及び前記半径比Ｒ13＝５．８７とし、前記ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、前記半径比Ｒ12＝２．８１及び前記半径比Ｒ13＝５．０５とする、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【0018】
以上のように、本発明によれば、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、伝送性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【0019】
【図1】本発明の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。
【図2】バイトインタリーブ部の構成及び処理例を説明するブロック図である。
【図3】畳み込み符号化部の構成及び処理例を説明するブロック図である。
【図4】畳み込み符号化部における各符号化率のパンクチャ化パターン等を説明する図である。
【図5】変調方式が１６ＡＰＳＫの場合におけるビットインタリーブ部の構成及び処理例を説明するブロック図である。
【図6】変調方式が３２ＡＰＳＫの場合におけるビットインタリーブ部の構成及び処理例を説明するブロック図である。
【図7】時間インタリーブ部の構成及び処理例を説明するブロック図である。
【図8】変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の信号点配置を説明する図である。
【図9】変調方式が３２ＡＰＳＫの場合の信号点配置を説明する図である。
【図10】変調方式が１６ＡＰＳＫ，３２ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比を示す図である。
【図11】変調方式が１６ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの関係を示す図である。
【図12】変調方式が３２ＡＰＳＫの場合における半径比Ｒ12，Ｒ13の算出手法を説明する図である。
【図13】ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列の構成例を示す図である。
【図14】本発明の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。
【図15】本発明の他の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。
【図16】ＦＥＣブロック構成例を示す図である。
【図17】近似ＬＤＰＣ符号化率、ＬＤＰＣ符号化率、ブロックヘッダビット数Ｈ、主信号ビット数Ｄ等を示す図である。
【図18】エネルギー拡散部の構成及び処理例を説明する図である。
【図19】本発明の他の実施形態において、変調方式が１６ＡＰＳＫ，３２ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比を示す図である。
【図20】本発明の他の実施形態において、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの関係を示す図である。
【図21】本発明の他の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0020】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、誤り訂正符号の内符号を畳み込み符号とし、外符号をＲＳ（Reed Solomon：リードソロモン）符号とする連接符号を用い、変調方式が１６ＡＰＳＫ（Amplitude and Phase Shift Keying）または３２ＡＰＳＫの場合に、送信装置にて信号をマッピングする際、または受信装置にて信号をデマッピングする際に、最適な信号点配置のマッピングルールを用いることを特徴とする。
【0021】
また、本発明は、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、誤り訂正符号の内符号をＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号とし、外符号をＢＣＨ符号とする連接符号を用い、変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、送信装置にて信号をマッピングする際、または受信装置にて信号をデマッピングする際に、最適な信号点配置のマッピングルールを用いることを特徴とする。
【0022】
〔送信装置〕
まず、本発明の実施形態による送信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号に畳み込み符号を用い、外符号にＲＳ符号を用いたものである。図１は、本発明の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。この送信装置１は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、後述する図８～図１０に示す半径比の信号点配置によるマッピングルールを使用する。
まず、本発明の実施形態による送信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号に畳み込み符号を用い、外符号にＲＳ符号を用いたものである。図１は、本発明の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。この送信装置１は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、後述する図８～図１０に示す半径比の信号点配置によるマッピングルールを使用する。
【0023】
この送信装置１は、ＤＶＢ－ＡＳＩ（Digital Video Broadcasting－Asynchronous Serial Interface）入力Ｉ／Ｆ（Interface：インタフェース）部１１、フレーム同期部１２、エネルギー拡散部１３、ＲＳ符号化部１４、バイトインタリーブ部１５、畳み込み符号化部１６、遅延補正部１７、ビットインタリーブ部１８、時間インタリーブ部１９、マッピング部２０、ＵＷ生成部２１、ＳＣブロック構成部２２、帯域制限フィルタ部２３、直交変調部２４、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部２５、周波数変換部２６、電力増幅部２７及び送信アンテナ２８を備えている。
【0024】
ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１は、送信対象の信号であるＤＶＢ－ＡＳＩ形式の信号（以下、「ＤＶＢ－ＡＳＩ信号」という。）を入力する。そして、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１は、ＤＶＢ－ＡＳＩ信号からＴＳ（Transport Stream：トランスポートストリーム）パケット単位の２０４バイトまたは１８８バイトのＴＳ信号を抽出し、ＴＳ信号をフレーム同期部１２に出力する。
【0025】
尚、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１は、ＴＳ信号のレートが伝送容量よりも小さい場合、NULL（ヌル）パケットを挿入する等、適切なバッファ処理を行う。
【0026】
フレーム同期部１２は、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１からＴＳ信号を入力し、ＴＳ信号に含まれるパケットを８パケット単位でフレーミングし、フレームの先頭バイトを、ＴＳ同期バイト（0x47）を反転した0xB8に差し替えることで、フレーム同期を行う。そして、フレーム同期部１２は、フレーム同期後の８個のＴＳパケットを単位とするフレームをエネルギー拡散部１３に出力する。
【0027】
エネルギー拡散部１３は、フレーム同期部１２からフレーム同期後の８個のＴＳパケットを単位とするフレームを入力し、当該フレームに含まれるＴＳパケットに疑似ランダム系列を加算することで、エネルギー拡散を行う。そして、エネルギー拡散部１３は、エネルギー拡散後のフレームをＲＳ符号化部１４に出力する。
【0028】
ＲＳ符号化部１４は、エネルギー拡散部１３からエネルギー拡散後のフレームを入力し、当該フレームに対し、誤り訂正符号の外符号として短縮化ＲＳ（204,188）符号（符号化率１８８／２０４の短縮化ＲＳ符号）を用いて符号化（誤り訂正符号化）を行う。そして、ＲＳ符号化部１４は、符号化後のフレームをバイトインタリーブ部１５に出力する。
【0029】
バイトインタリーブ部１５は、ＲＳ符号化部１４から符号化後のフレームを入力し、当該フレームに対し、バイト単位のインタリーブを行い、バイトインタリーブ後のバイト系列を畳み込み符号化部１６に出力する。
【0030】
図２は、バイトインタリーブ部１５の構成及び処理例を説明するブロック図である。Ｍは、１７セル長を示す。バイトインタリーブ部１５は、入力側のスイッチが、入力した符号化後のフレームのビットストリームを１バイト毎に切り替えて、複数のＦＩＦＯのバッファに格納し、出力側のスイッチが、複数のＦＩＦＯのバッファから読み出したビットストリームを１バイト毎に切り替えることで、バイトインタリーブを行う。
【0031】
具体的には、バイトインタリーブ部１５は、１ブロックあたり１７バイトの遅延量を持つブロックを、第ｎ番目のパスが（Ｎ－１）ブロックの遅延量となるように配置した１２のパスに、符号化後のフレームにおける２０４バイトのビットストリームを１パスあたり１バイトずつ順次供給することで、畳み込みインタリーブを行う。
【0032】
図１に戻って、畳み込み符号化部１６は、バイトインタリーブ部１５からバイト系列を入力し、バイト系列に対し、誤り訂正符号の内符号として所定の符号化率の畳み込み符号を用いて符号化（誤り訂正符号化）を行う。そして、畳み込み符号化部１６は、符号化後のバイト系列を遅延補正部１７に出力する。
【0033】
図３は、畳み込み符号化部１６の構成及び処理例を説明するブロック図である。畳み込み符号化部１６は、バイト系列のデータDinに対し、拘束長７、符号化率１／２、生成多項式Ｇ１＝１７１ｏｃｔ，Ｇ２＝１３３ｏｃｔを原符号とする畳み込み符号を用いて符号化を行う。本発明の実施形態では、符号化率は１／２，２／３，３／４，５／６に対応するものとする。
【0034】
図４は、畳み込み符号化部１６における各符号化率のパンクチャ化パターン等を説明する図である。符号化率１／２，２／３，３／４，５／６のそれぞれについてのパンクチャ化パターン及び伝送信号系列は、図４に示すとおりである。
【0035】
例えば符号化率１／２の場合、パンクチャ化パターンはＸ：１，Ｙ：１であり、伝送信号系列はＸ1，Ｙ1である。
【0036】
図１に戻って、遅延補正部１７は、畳み込み符号化部１６から符号化後のバイト系列を入力する。そして、遅延補正部１７は、当該バイト系列に対し、変調側のビットインタリーブ部１８及び後述する図１４に示す復調側のビットデインタリーブ部４５にて生じる遅延量に対応する遅延補正を、データ部分の変調方式に応じて行う。遅延補正部１７は、遅延補正後のバイト系列をビットインタリーブ部１８に出力する。
【0037】
ビットインタリーブ部１８は、遅延補正部１７から遅延補正後のバイト系列を入力し、当該バイト系列に対し、ビット単位のインタリーブを行い、ビットインタリーブ後の信号系列を時間インタリーブ部１９に出力する。
【0038】
図５は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合におけるビットインタリーブ部１８の構成及び処理例を説明するブロック図である。このビットインタリーブ部１８は、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部にて、遅延補正部１７から入力したバイト系列のビットデータb0,b1,b2,b3,b4,b5,・・・をシリアル／パラレル変換する。
【0039】
ビットインタリーブ部１８は、入力したビットデータb0,b4をそのまま出力し、入力したビットデータb1,b5を（遅延部にて）４０ビット遅延させ、４０ビット遅延後のビットデータb1,b5を出力する。また、ビットインタリーブ部１８は、入力したビットデータb2を８０ビット遅延させ、８０ビット遅延後のビットデータb2を出力し、入力したビットデータb3を１２０ビット遅延させ、１２０ビット遅延後のビットデータb3を出力する。
【0040】
図６は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合におけるビットインタリーブ部１８の構成及び処理例を説明するブロック図である。このビットインタリーブ部１８は、Ｓ／Ｐ変換部にて、遅延補正部１７から入力したバイト系列のビットデータb0,b1,b2,b3,b4,b5,・・・をシリアル／パラレル変換する。
【0041】
ビットインタリーブ部１８は、入力したビットデータb0,b5をそのまま出力し、入力したビットデータb1を（遅延部にて）３０ビット遅延させ、３０ビット遅延後のビットデータb1を出力する。また、ビットインタリーブ部１８は、入力したビットデータb2を６０ビット遅延させ、６０ビット遅延後のビットデータb2を出力し、入力したビットデータb3を９０ビット遅延させ、９０ビット遅延後のビットデータb3を出力する。また、ビットインタリーブ部１８は、入力したビットデータb4を１２０ビット遅延させ、１２０ビット遅延後のビットデータb4を出力する。
【0042】
図１に戻って、時間インタリーブ部１９は、ビットインタリーブ部１８からビットインタリーブ後の信号系列を入力し、当該信号系列に対し、時間インタリーブを行い、時間インタリーブ後の信号系列をマッピング部２０に出力する。
【0043】
図７は、時間インタリーブ部１９の構成及び処理例を説明するブロック図である。時間インタリーブ部１９は、ビットインタリーブ部１８から入力した信号系列に対し、ｉ＋１個のシンボルバッファを用いて、畳み込みインタリーブによって信号系列のシンボルを時間軸上で分散させる。
【0044】
ただし、ｍi＝（ｉ×５） mod ｎcであり、ｎcは、入力した信号系列のデータシンボル数を示し、ｉはシンボル番号を示し、Ｉは任意の値を示す。Ｉ×ｍiはシンボルバッファの長さを示し、小数点以下を切り下げた整数とする。
【0045】
図１に戻って、マッピング部２０は、時間インタリーブ部１９から時間インタリーブ後の信号系列を入力し、当該信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルをＳＣブロック構成部２２に出力する。
【0046】
図８は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の信号点配置を説明する図である。変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に２つの同心円α１，α２を定義したとすると、信号点配置として、内側の同心円α１の円周上に、Ｉ軸に対して時計の反対回りのφ＝π／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置される。また、信号点配置として、外側の同心円α２の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置される。
【0047】
図８に示すように、各信号点には、入力した信号系列の４ビットがマッピングされる。同心円α１の半径をｒ1、同心円α２の半径をｒ2とする。
【0048】
図９は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合の信号点配置を説明する図である。変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、ＩＱ軸上に３つの同心円β１，β２，β３を定義したとすると、信号点配置として、最も内側の同心円β１の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／４の位置からπ／２毎に等間隔に４点の信号が配置される。
【0049】
また、信号点配置として、最も内側の同心円β１と最も外側の同心円β３との間の同心円β２の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／１２の位置からπ／６毎に等間隔に１２点の信号が配置される。また、最も外側の同心円β３の円周上には、Ｉ軸に対して時計の反対回りのπ／８の位置からπ／８毎に等間隔に１６点の信号が配置される。
【0050】
図９に示すように、各信号点には、入力した信号系列の５ビットがマッピングされる。同心円β１の半径をｒ1、同心円β２の半径をｒ2、同心円β３の半径をｒ3とする。
【0051】
図１０は、変調方式が１６ＡＰＳＫ，３２ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比を示す図である。変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した同心円α１の半径ｒ1及び同心円α２の半径ｒ2を用いて、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1とする。また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した同心円β１の半径ｒ1、同心円β２の半径ｒ2及び同心円β３の半径ｒ3を用いて、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1，Ｒ13＝ｒ3／ｒ1とする。
【0052】
図１０に示すように、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、信号点配置は、畳み込み符号化部１６にて用いる畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、半径比Ｒ12＝２．８６とし、畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、半径比Ｒ12＝３．１５とする。また、信号点配置は、畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、半径比Ｒ12＝２．８８とし、畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、半径比Ｒ12＝２．９３とする。
【0053】
変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、信号点配置は、畳み込み符号化部１６にて用いる畳み込み符号の符号化率が１／２のときに、半径比Ｒ12＝２．７９，Ｒ13＝５．２９とし、畳み込み符号の符号化率が２／３のときに、半径比Ｒ12＝３．１６，Ｒ13＝５．７９とする。また、信号点配置は、畳み込み符号の符号化率が３／４のときに、半径比Ｒ12＝２．８７，Ｒ13＝５．２０とし、畳み込み符号の符号化率が５／６のときに、半径比Ｒ12＝２．９１，Ｒ13＝５．１１とする。
【0054】
このように、マッピング部２０は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置のマッピングルールを用いて、入力した信号系列に対してマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルを生成する。
【0055】
また、マッピング部２０は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置のマッピングルールを用いて、入力した信号系列に対してマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルを生成する。
【0056】
ここで、図１０に示した変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の各符号化率の半径比Ｒ12は、次の算出手法により得られる。まず、データのみの信号系列に対し、前述の非特許文献１（第９２頁左欄「A.Conventional constellation」）に記載されたＲ12＝ｒ2／ｒ1＝２．７（半径比Ｒ’12＝２．７０とする。）を用いて、復調側の誤り訂正符号復号後の誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate：ビットエラーレート）が１×１０-4となるキャリア対雑音比（ＣＮＲ：Career to Noise Ratio）を算出する。そして、このＣＮＲにおいて、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更させたときの、各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出する。
【0057】
尚、前述の非特許文献１に記載された半径比Ｒ’12＝２．７０は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合に、誤り訂正が行われず雑音もないときの、最小ユークリッド距離が最大となる信号点配置の最適値である。
【0058】
図１１は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの関係を示す図である。図１１（１）は符号化率１／２、図１１（２）は符号化率２／３、図１１（３）は符号化率３／４、図１１（４）は符号化率５／６の場合をそれぞれ示している。横軸は半径比ｒ2／ｒ1を示し、縦軸はＢＥＲを示す。
【0059】
各符号化率の半径比Ｒ12の算出手法において、半径比Ｒ’12＝２．７０を用いて算出したＣＮＲを一定として、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更しながら、各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出することで、図１１（１）～（４）に示す特性が得られる。
【0060】
そして、図１１（１）～（４）に示す特性において、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を特定し、当該半径比ｒ2／ｒ1を信号点配置の半径比Ｒ12とする。
【0061】
例えば、図１１（１）に示す符号化率１／２の場合に、従来の半径比Ｒ’12＝２．７０のときのＣＮＲ＝９．４ｄＢが算出され、横軸に示す半径比ｒ2／ｒ1のうちＢＥＲが最小となる提案半径比２．８６が特定され、半径比Ｒ12＝２．８６が得られる。
【0062】
同様に、図１１（２）に示す符号化率２／３の場合、ＣＮＲ＝１１．８ｄＢが算出され、半径比Ｒ12＝３．１５が得られ、図１１（３）に示す符号化率３／４の場合、ＣＮＲ＝１３．２ｄＢが算出され、半径比Ｒ12＝２．８８が得られる。また、図１１（４）に示す符号化率５／６の場合に、ＣＮＲ＝１４．８ｄＢが算出され、半径比Ｒ12＝２．９３が得られる。
【0063】
これにより、図１１（１）～（４）に示した１６ＡＰＳＫの各符号化率において、特性の最下点である半径比Ｒ12を反映した信号点配置のマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0064】
図１２は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合における半径比Ｒ12，Ｒ13の算出手法を説明する図である。図１０に示した変調方式が３２ＡＰＳＫの場合の各符号化率の半径比Ｒ12，Ｒ13は、図１２に示す算出手法により得られる。
【0065】
ここで、半径比Ｒ’12＝２．７０及び半径比Ｒ’13＝４．１０は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合に、誤り訂正が行われず雑音もないときの、最小ユークリッド距離が最大となる信号点配置の最適値である（非特許文献１（第９２頁左欄「A.Conventional constellation」）に記載されたＲ12＝ｒ2／ｒ1＝２．７，Ｒ13＝ｒ3／ｒ1＝４．２を参照）。尚、非特許文献１に記載されたＲ13＝４．２は誤記であり、正しくは４．１である（半径比Ｒ’13＝４．１０）。
【0066】
データのみの信号系列に対し、半径比Ｒ’12＝２．７０及び半径比Ｒ’13＝４．１０を用いて、ＢＥＲが１×１０-4となるＣＮＲを算出しておく。算出されたＣＮＲをＣＮＲ_32とする。
【0067】
まず、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の前述した算出手法において、データのみの信号系列に対して半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1を算出する（ステップＳ１２０１）。
【0068】
次に、ステップＳ１２０１にて得られた１６ＡＰＳＫの半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の値を固定して、３２ＡＰＳＫの半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1を算出する（ステップＳ１２０２）。具体的には、データのみの信号系列に対し、ステップＳ１２０１にて得られた半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の値と、前述のＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更しながら（ステップＳ１２０２のγ１を参照）、各半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を信号点配置の半径比Ｒ13とする。
【0069】
次に、ステップＳ１２０２にて得られた３２ＡＰＳＫの半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の値を固定して、３２ＡＰＳＫの半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1を改めて算出する（ステップＳ１２０３）。具体的には、データのみの信号系列に対し、ステップＳ１２０２にて得られた半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1の値と、前述のＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更しながら（ステップＳ１２０３のγ２を参照）、各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を信号配置点の半径比Ｒ12とする。
【0070】
さらに、ステップＳ１２０３にて得られた３２ＡＰＳＫの半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の値を固定して、３２ＡＰＳＫの半径比Ｒ13＝ｒ3／ｒ1を改めて算出する（ステップＳ１２０４）。具体的には、データのみの信号系列に対し、ステップＳ１２０３にて得られた半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1の値と、前述のＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更しながら（ステップＳ１２０４のγ１を参照）、各半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を信号配置点の半径比Ｒ13とする。
【0071】
このように、ステップＳ１２０４，Ｓ１２０３にて算出された半径比Ｒ12，Ｒ13が、マッピングルールとして用いられる。ここで、ステップＳ１２０４（ステップＳ１２０３にて得られた半径比Ｒ12を用いる処理）及びＳ１２０３を繰り返すことにより、半径比Ｒ12，Ｒ13が収束して精度は高くなるが、ステップＳ１２０２，Ｓ１２０３，Ｓ１２０４の３回の処理により、マッピングルールとして使用するのに十分な精度の半径比Ｒ12，Ｒ13を得ることができる。そして、３２ＡＰＳＫの各符号化率において、図１２のステップＳ１２０４，Ｓ１２０３にて得られた半径比Ｒ12，Ｒ13を反映したマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0072】
図１に戻って、ＵＷ生成部２１は、パイロット信号となるＵＷを生成し、ＵＷをＳＣブロック構成部２２に出力する。ＵＷは、当該送信装置１と後述する図１４に示す受信装置２との間において、既知の固定パターンであり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定かつ周期的自己相関特性に優れたＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列、例えばZadoff-Chu系列を用いることができる。
【0073】
ＳＣブロック構成部２２は、マッピング部２０からマッピングされたデータシンボルを入力すると共に、ＵＷ生成部２１からＵＷを入力する。そして、ＳＣブロック構成部２２は、データシンボルにＵＷを挿入することで、後述する図１３に示すＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列を構成し、ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列を帯域制限フィルタ部２３に出力する。
【0074】
図１３は、ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列の構成例を示す図である。横軸は時間を示す。このＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列における１ブロックの送信シンボルであるＳＣ－ＦＤＥブロックは、前方のＵＷ（２５６シンボル）、データシンボル（ＤＡＴＡ，１７９２シンボル）及び後方のＵＷ（２５６シンボル）により構成される。ＵＷは、連続した２個を単位として、データシンボルの前後に挿入されている。
【0075】
ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボルの長さは２３０４シンボル（＝２５６＋１７９２＋２５６）である。データシンボル及び後方のＵＷが等化対象のシンボルであり、等化対象のシンボルの長さは２０４８シンボル（＝１７９２＋２５６）である。
【0076】
図１に戻って、帯域制限フィルタ部２３は、ＳＣブロック構成部２２からＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列を入力し、ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列に対し２倍アップサンプリングを行い、帯域制限フィルタによる波形整形を行う。そして、帯域制限フィルタ部２３は、波形整形後のＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列を直交変調部２４に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。
【0077】
直交変調部２４は、帯域制限フィルタ部２３から波形整形後のＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列を入力し、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックシンボル系列に対し直交変調を行い、アパーチャ補正を行う。そして、直交変調部２４は、直交変調及びアパーチャ補正後のデジタル信号をＤＡ変換部２５に出力する。アパーチャ補正は、後段のＤＡ変換部２５のデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するための処理である。
【0078】
ＤＡ変換部２５は、直交変調部２４から直交変調及びアパーチャ補正後のデジタル信号を入力し、当該デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を周波数変換部２６に出力する。
【0079】
周波数変換部２６は、ＤＡ変換部２５からアナログ信号を入力し、アナログ信号の周波数を無線周波数に変換し、無線周波数の変調信号を電力増幅部２７に出力する。
【0080】
電力増幅部２７は、周波数変換部２６から無線周波数の変調信号を入力し、無線周波数の変調信号の電力が所定値となるように、当該変調信号を増幅する。電力増幅部２７により増幅された変調信号は、変調波の無線信号として、送信アンテナ２８を介して送信される。
【0081】
以上のように、本発明の実施形態の送信装置１によれば、ＲＳ符号化部１４は、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１、フレーム同期部１２及びエネルギー拡散部１３の処理により送信対象の信号であるＤＶＢ－ＡＳＩ信号から生成されたフレームに対し、外符号として短縮化ＲＳ（204,188）符号を用いて符号化を行う。
【0082】
畳み込み符号化部１６は、バイトインタリーブ部１５の処理により符号化後のフレームから生成されたバイトインタリーブ後のバイト系列に対し、内符号として所定の符号化率（符号化率は１／２，２／３，３／４，５／６のいずれか）の畳み込み符号を用いて符号化を行う。
【0083】
マッピング部２０は、遅延補正部１７、ビットインタリーブ部１８及び時間インタリーブ部１９の処理により符号化後のバイト系列から生成された信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行う。
【0084】
そして、ＵＷ生成部２１、ＳＣブロック構成部２２、帯域制限フィルタ部２３、直交変調部２４、ＤＡ変換部２５、周波数変換部２６及び電力増幅部２７の処理により、マッピング後のデータシンボルから変調信号が生成され、変調波の無線信号が、送信アンテナ２８を介して送信される。
【0085】
ここで、マッピング部２０にて用いるマッピングルールは、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置によるものである。また、マッピングルールは、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置によるものである。
【0086】
変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、マッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ12は、まず、データのみの信号系列に対し、前述の非特許文献１に記載された基準となる半径比Ｒ’12＝２．７０を用いて、ＢＥＲが１×１０-4となるＣＮＲを算出し、次に、このＣＮＲにおいて、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更させたときのＢＥＲを算出し、そして、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を特定することにより得られたものである（ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を半径比Ｒ12としたものである）。このようにして、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合のマッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ12が得られる。
【0087】
また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、まず、データのみの信号系列に対し、変調方式が１６ＡＰＳＫのときに得られた半径比Ｒ12と、半径比Ｒ’12＝２．７０及び半径比Ｒ’13＝４．１０においてＢＥＲが１×１０-4となるＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更させたときのＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を特定することにより仮の半径比Ｒ13が得られる（ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を仮の半径比Ｒ13とする）。
【0088】
そして、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合におけるマッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ12は、データのみの信号系列に対し、得られた仮の半径比Ｒ13と、ＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更させたときのＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を特定することにより得られたものである（ＢＥＲが最小となる半径比ｒ2／ｒ1を半径比Ｒ12としたものである）。
【0089】
また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合におけるマッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ13は、データのみの信号系列に対し、変調方式が３２ＡＰＳＫのときに得られた半径比Ｒ12と、ＣＮＲ_32とを用いて、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更させたときのＢＥＲを算出し、ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を特定することにより得られたものである（ＢＥＲが最小となる半径比ｒ3／ｒ1を半径比Ｒ13としたものである）。このようにして、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合のマッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ12，Ｒ13が得られる。
【0090】
前述の非特許文献１に記載された基準となる半径比Ｒ’12＝２．７０，Ｒ’13＝４．１０（前述のとおり、非特許文献１において、Ｒ13＝４．２は誤記であり、正しくは４．１である。）は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合に、誤り訂正が行われず雑音もないときの、最小ユークリッド距離が最大となる信号点配置の最適値である。しかし、誤り訂正が行われる場合には、特定の雑音及び伝搬路によって最適な半径比Ｒ12，Ｒ13は変動する。
【0091】
そこで、外符号にて復号が可能なＢＥＲの１×１０-4を所要ＢＥＲとして、そのときのＣＮＲを基準とし、ＢＥＲが最小となる半径比Ｒ12，Ｒ13を算出するようにした。所要ＣＮＲは、基準としたＣＮＲよりも良くなるため、伝送性能を改善することができる。
【0092】
したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、当該送信装置１の構成を大幅に変更することなく、すなわち新たな信号処理を追加することなく、伝送性能を改善することができる。
【0093】
〔受信装置〕
次に、本発明の実施形態による受信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号に畳み込み符号を用い、外符号にＲＳ符号を用いたものである。図１４は、本発明の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。この受信装置２は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でＭＭＳＥ基準によるチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、図８～図１０に示した信号点配置によるマッピングルール（送信装置１にて使用したマッピングルールと同じもの）を使用する。
次に、本発明の実施形態による受信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号に畳み込み符号を用い、外符号にＲＳ符号を用いたものである。図１４は、本発明の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。この受信装置２は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でＭＭＳＥ基準によるチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、図８～図１０に示した信号点配置によるマッピングルール（送信装置１にて使用したマッピングルールと同じもの）を使用する。
【0094】
この受信装置２は、受信アンテナ３１、周波数変換部３２、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部３３、直交復調部３４、帯域制限フィルタ部３５、ブロック同期部３６，３７、フーリエ変換部３８、チャネル推定部３９、Ｓ／Ｎ測定部４０、周波数領域等化部４１、逆フーリエ変換部４２、シンボル判定部４３、時間デインタリーブ部４４、ビットデインタリーブ部４５、ビタビ復号部４６、バイトデインタリーブ部４７、ＲＳ復号部４８、エネルギー逆拡散部４９、フレーム同期部５０及びＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部５１を備えている。
【0095】
尚、ここでは受信ブランチ数を１とするが、２以上としてもよい。受信ブランチ数が２以上の場合、ダイバーシチ合成が可能であるものとする。
【0096】
受信装置２は、図１に示した送信装置１から送信された変調波の無線信号を、受信アンテナ３１を介して受信する。周波数変換部３２は、受信アンテナ３１を介して受信した変調波の無線信号の無線周波数を、中間周波数に変換し、中間周波数の信号をＡＤ変換部３３に出力する。
【0097】
ＡＤ変換部３３は、周波数変換部３２から中間周波数の信号を入力し、中間周波数の信号のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号を直交復調部３４に出力する。
【0098】
直交復調部３４は、ＡＤ変換部３３からデジタル信号を入力し、デジタル信号に対し自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら、直交復調した複素ベースバンド信号を生成する。そして、直交復調部３４は、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部３５に出力する。
【0099】
帯域制限フィルタ部３５は、直交復調部３４から周波数補正後の複素ベースバンド信号を入力し、当該複素ベースバンド信号に対し、フィルタ処理による帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部３６に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。
【0100】
ブロック同期部３６は、帯域制限フィルタ部３５から帯域制限した複素ベースバンド信号を入力する。そして、ブロック同期部３６は、当該複素ベースバンド信号に対し、ＵＷの部分のＩＱ信号に基づいて自己相関による相関ピーク位置を判断し、ＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出する。ブロック同期部３６は、ＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングが検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックをブロック同期部３７に出力する。
【0101】
ブロック同期部３７は、ブロック同期部３６からＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングが検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、ブロック同期部３７は、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置前後の複素ベースバンド信号と既知のＵＷとの間の相互相関により、精密なＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置（同期タイミング）を検出する。ブロック同期部３７は、精密なＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置が検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックをフーリエ変換部３８、チャネル推定部３９及びＳ／Ｎ測定部４０に出力する。
【0102】
フーリエ変換部３８は、ブロック同期部３７から精密なＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置が検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、フーリエ変換部３８は、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックのうち２倍オーバーサンプリングされているペイロード部（図１３に示したデータ及び後方のＵＷからなる等化対象の部分）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する。フーリエ変換部３８は、データ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を周波数領域等化部４１に出力する。
【0103】
チャネル推定部３９は、ブロック同期部３７から精密なＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置が検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、チャネル推定部３９は、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックのうち２倍オーバーサンプリングされているＵＷの部分を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果を参照信号（既知のＵＷが高速フーリエ変換された信号）で除算することでチャネル推定する。チャネル推定部３９は、チャネル推定により得られた伝搬路情報を周波数領域等化部４１に出力する。
【0104】
Ｓ／Ｎ測定部４０は、ブロック同期部３７から精密なＳＣ－ＦＤＥブロックの開始位置が検出されたＳＣ－ＦＤＥブロックを入力する。そして、Ｓ／Ｎ測定部４０は、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックのうち連続するＵＷの部分を抽出し、ＵＷが連続することを利用して、ＵＷからＳ／Ｎを測定し、Ｓ／Ｎを周波数領域等化部４１に出力する。
【0105】
周波数領域等化部４１は、フーリエ変換部３８からデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号、チャネル推定部３９から伝搬路情報、Ｓ／Ｎ測定部４０からＳ／Ｎ（データシンボルのＳ／Ｎ）をそれぞれ入力する。
【0106】
周波数領域等化部４１は、データ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号、伝搬路情報、及びＳ／Ｎを用いて、周波数領域でＭＭＳＥ基準によるチャネル等化を行う。そして、周波数領域等化部４１は、チャネル等化後のデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を逆フーリエ変換部４２に出力する。
【0107】
逆フーリエ変換部４２は、周波数領域等化部４１からチャネル等化後のデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を入力し、当該周波数領域の信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する。そして、逆フーリエ変換部４２は、データ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号をシンボル判定部４３に出力する。
【0108】
シンボル判定部４３は、逆フーリエ変換部４２からデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を入力し、当該時間領域の信号からデータの部分に関する時間領域の信号を抽出する。
【0109】
シンボル判定部４３は、データの部分に関する時間領域の信号に対し、予め設定されたマッピングルール（送信装置１にて使用したマッピングルールと同じもの）にてデマッピングを行い、ビット尤度を計算することで、シンボル判定を行う。そして、シンボル判定部４３は、符号化ビット系列に対応したビット尤度系列を生成し、ビット尤度系列を時間デインタリーブ部４４に出力する。
【0110】
具体的には、シンボル判定部４３は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８及び図１０に示した信号点配置による符号化率に応じたマッピングルールを使用して、データの部分に関する時間領域の信号とマッピングルールにおける信号点配置の信号とを比較し、信号間の距離に基づいて、ビット尤度を算出する。
【0111】
また、シンボル判定部４３は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９及び図１０に示した信号点配置による符号化率に応じたマッピングルールを使用して、データの部分に関する時間領域の信号とマッピングルールにおける信号点配置の信号とを比較し、信号間の距離に基づいて、ビット尤度を算出する。
【0112】
時間デインタリーブ部４４は、シンボル判定部４３からビット尤度系列を入力し、ビット尤度系列に対し、図１に示した時間インタリーブ部１９と対になる時間デインタリーブを行う。そして、時間デインタリーブ部４４は、時間デインタリーブ後のビット尤度系列をビットデインタリーブ部４５に出力する。
【0113】
ビットデインタリーブ部４５は、時間デインタリーブ部４４から時間デインタリーブ後のビット尤度系列を入力し、当該ビット尤度系列に対し、図１に示したビットインタリーブ部１８と対になるビットデインタリーブを行う。そして、ビットデインタリーブ部４５は、ビットデインタリーブ後のビット尤度系列をビタビ復号部４６に出力する。
【0114】
ビタビ復号部４６は、ビットデインタリーブ部４５からビットデインタリーブ後のビット尤度系列を入力し、ビット尤度を用いて軟判定ビタビ復号を行い、ビット系列を生成する。そして、ビタビ復号部４６は、ビット系列をバイトデインタリーブ部４７に出力する。
【0115】
バイトデインタリーブ部４７は、ビタビ復号部４６からビット系列を入力し、ビット系列に対し、図１に示したバイトインタリーブ部１５と対になるバイトデインタリーブを行い、バイトデインタリーブ後のバイト系列をＲＳ復号部４８に出力する。
【0116】
ＲＳ復号部４８は、バイトデインタリーブ部４７からバイトデインタリーブ後のバイト系列を入力し、当該バイト系列に対してＲＳ復号を行い、ＲＳ復号後の信号系列をエネルギー逆拡散部４９に出力する。
【0117】
エネルギー逆拡散部４９は、ＲＳ復号部４８からＲＳ復号後の信号系列を入力し、当該信号系列に対し、図１に示したエネルギー拡散部１３と対になるエネルギー逆拡散を行い、エネルギー逆拡散後の信号系列をフレーム同期部５０に出力する。
【0118】
フレーム同期部５０は、エネルギー逆拡散部４９からエネルギー逆拡散後の信号系列を入力し、当該信号系列に対し、図１に示したフレーム同期部１２と対になるフレーム同期を行う。そして、フレーム同期部５０は、フレームの先頭バイトの0xB8をＴＳ同期バイト（0x47）に差し替えることで元に戻し、８パケット単位のフレームから８個のＴＳパケットを再構成し、ＴＳ信号をＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部５１に出力する。
【0119】
尚、図１に示したＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１により、ヌルパケットを挿入する処理が行われた場合、フレーム同期部５０は、ＴＳ信号からヌルパケットを削除して出力する。
【0120】
ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部５１は、フレーム同期部５０からＴＳ信号を入力し、ＴＳ信号に対し、図１に示したＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１と対になる処理を行う。ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部５１は、ＴＳ信号をＤＶＢ－ＡＳＩ信号に変換し、ＤＶＢ－ＡＳＩ信号を出力する。
【0121】
以上のように、本発明の実施形態の受信装置２によれば、送信装置１から送信された変調波の無線信号を受信し、シンボル判定部４３は、周波数変換部３２、ＡＤ変換部３３、直交復調部３４、帯域制限フィルタ部３５、ブロック同期部３６，３７、フーリエ変換部３８、チャネル推定部３９、Ｓ／Ｎ測定部４０、周波数領域等化部４１及び逆フーリエ変換部４２の処理により、受信信号から生成されたデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号のうちデータの部分に関する時間領域の信号に対し、予め設定されたマッピングルールにてデマッピングを行い、ビット尤度を計算することで、シンボル判定を行う。
【0122】
そして、時間デインタリーブ部４４、ビットデインタリーブ部４５、ビタビ復号部４６、バイトデインタリーブ部４７、ＲＳ復号部４８、エネルギー逆拡散部４９、フレーム同期部５０及びＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部５１の処理により、ビット尤度系列からＤＶＢ－ＡＳＩ信号が生成され出力される。
【0123】
ここで、シンボル判定部４３にて用いるマッピングルールは、図１に示した送信装置１が使用するものと同じである。つまり、マッピングルールは、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置によるものである。また、マッピングルールは、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１０に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置によるものである。
【0124】
これにより、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、当該受信装置２の構成を大幅に変更することなく、すなわち新たな信号処理を追加することなく、伝送性能を改善することができる。
【0125】
〔送信装置／他の実施形態〕
次に、本発明の他の実施形態による送信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号にＬＤＰＣ符号を用い、外符号にＢＣＨ符号を用いたものである。図１５は、本発明の他の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。この送信装置３は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、前述の図８及び図９並びに後述する図１９に示す半径比の信号点配置によるマッピングルールを使用する。
次に、本発明の他の実施形態による送信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号にＬＤＰＣ符号を用い、外符号にＢＣＨ符号を用いたものである。図１５は、本発明の他の実施形態による送信装置の概略構成例を示すブロック図である。この送信装置３は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、前述の図８及び図９並びに後述する図１９に示す半径比の信号点配置によるマッピングルールを使用する。
【0126】
この送信装置３は、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１、ＦＥＣ（Forward Error Correction：前方誤り訂正）ブロック構成部６２、ＢＣＨ符号化部６３、エネルギー拡散部６４、ＬＤＰＣ符号化部６５、時間インタリーブ部６６、マッピング部６７、ＵＷ生成部６８、ＳＣブロック構成部６９、帯域制限フィルタ部７０、直交変調部７１、ＤＡ変換部７２、周波数変換部７３、電力増幅部７４及び送信アンテナ７５を備えている。
【0127】
ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１は、送信対象の信号であるＤＶＢ－ＡＳＩ信号を入力する。そして、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１は、図１に示したＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部１１と同様に、ＤＶＢ－ＡＳＩ信号からＴＳパケット単位の２０４バイトまたは１８８バイトのＴＳ信号を抽出し、ＴＳパケット単位のＴＳ信号をＦＥＣブロック構成部６２に出力する。
【0128】
尚、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１は、ＴＳ信号のレートが伝送容量よりも小さい場合、ヌルパケットを挿入する等、適切なバッファ処理を行う。
【0129】
ＦＥＣブロック構成部６２は、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１からＴＳ信号を入力する。そして、ＦＥＣブロック構成部６２は、後段のＬＤＰＣ符号化部６５にて使用するＬＤＰＣ符号化率に対応するサイズの領域であって、ブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ、スタッフビット及びＬＤＰＣ符号パリティからなるＦＥＣブロックの各領域を確保する。
【0130】
図１６は、ＦＥＣブロック構成例を示す図である。ブロックヘッダのビット数であるブロックヘッダビット数をＨ、主信号のビット数である主信号ビット数をＤ、ＢＣＨ符号パリティのビット数であるＢＣＨパリティビット数をｐbchとする。また、スタッフビットのビット数であるスタッフビット数をＳ、ＬＤＰＣ符号パリティのビット数であるＬＤＰＣパリティビット数をｐldpcとする。
【0131】
また、ブロックヘッダビット数Ｈに主信号ビット数Ｄを加算したサイズ（ビット数）をｋbch、ｋbchにＢＣＨパリティビット数ｐbchを加算したサイズをｎbch、ｎbchにスタッフビット数Ｓを加算したサイズをｋldpcとする。また、ｋldpcにＬＤＰＣパリティビット数ｐldpcを加算したサイズであるＬＤＰＣ符号化後ビット数をｎldpcとする。
【0132】
このＦＥＣブロックは、ブロックヘッダビット数Ｈのブロックヘッダ、主信号ビット数Ｄの主信号、ＢＣＨパリティビット数ｐbchのＢＣＨ符号パリティ、スタッフビット数Ｓのスタッフビット、及びＬＤＰＣパリティビット数ｐldpcのＬＤＰＣ符号パリティから構成される。ブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ及びスタッフビットは、後段のエネルギー拡散部６４により電力（エネルギー）拡散される範囲である。
【0133】
図１７は、近似ＬＤＰＣ符号化率、ＬＤＰＣ符号化率、ブロックヘッダビット数Ｈ、主信号ビット数Ｄ等を示す図である。より詳細には、近似ＬＤＰＣ符号化率及びＬＤＰＣ符号化率に対応する各領域のビット割り当て、すなわちブロックヘッダビット数Ｈ、主信号ビット数Ｄ、ＢＣＨパリティビット数ｐbch、スタッフビット数Ｓ及びＬＤＰＣパリティビット数ｐldpcを示しており、さらに、ＬＤＰＣ符号化後ビット数ｎldpc及びＴＳパケット格納数を示している。
【0134】
近似ＬＤＰＣ符号化率はＬＤＰＣ符号化率の近似値を示し、後段のＬＤＰＣ符号化部６５にて実際に使用される値は、ＬＤＰＣ符号化率６１／１２０，８１／１２０，８９／１２０，１０１／１２０のいずれかである。これらのＬＤＰＣ符号化率は、それぞれ近似ＬＤＰＣ符号化率１／２，２／３，３／４，５／６に対応する。ＴＳパケット格納数は、１ブロックに格納されるＴＳパケットの数、すなわちＦＥＣブロックの主信号の領域に格納されるＴＳパケットの数を示す。
【0135】
図１７において、例えば近似ＬＤＰＣ符号化率が１／２の場合、すなわちＬＤＰＣ符号化率が６１／１２０の場合、ブロックヘッダビット数Ｈは１７６、主信号ビット数Ｄは２２４４０、ＢＣＨパリティビット数ｐbchは１９２、スタッフビット数Ｓは６、ＬＤＰＣパリティビット数ｐldpcは２２０６６、ＬＤＰＣ符号化後ビット数ｎldpcは４４８８０、ＴＳパケット格納数は１５である。同様に、近似ＬＤＰＣ符号化率が２／３等の場合、すなわちＬＤＰＣ符号化率が８１／１２０等の場合、図１７に示す値が用いられる。これらの値は予め設定される。以下、説明の便宜上、近似ＬＤＰＣ符号化率をＬＤＰＣ符号化率として説明する。
【0136】
尚、ＬＤＰＣ符号化率については、以下の文献を参照されたい。
［非特許文献２］ ＡＲＩＢ ＳＴＤ－Ｂ７１
［非特許文献２］ ＡＲＩＢ ＳＴＤ－Ｂ７１
【0137】
図１５に戻って、ＦＥＣブロック構成部６２は、ＦＥＣブロックのＬＤＰＣ符号化率に対応する各領域（図１７に示したサイズの領域）を確保した後、ブロックヘッダの領域（ブロックヘッダビット数Ｈ＝１７６の領域）について、予め設定された任意のビットのデータ（未使用時は全てのビットを‘１’としたデータ）を、当該領域に格納する。
【0138】
ＦＥＣブロック構成部６２は、入力したＴＳ信号に含まれるそれぞれのＴＳパケットから、同期バイト０ｘ４７を取り除く。そして、ＦＥＣブロック構成部６２は、主信号の領域（ＬＤＰＣ符号化率に対応するＴＳパケット格納数のビット数（主信号ビット数Ｄ）の領域）について、同期バイト０ｘ４７が取り除かれたそれぞれのＴＳパケットであって、前記ＴＳパケット格納数に対応する主信号ビット数Ｄの信号を、当該領域に格納する。
【0139】
ＦＥＣブロック構成部６２は、スタッフビットの領域（スタッフビット数Ｓ＝６の領域）について、全てのビットを‘１’としたデータを、当該領域に格納する。
【0140】
ＢＣＨ符号パリティの領域（ＢＣＨパリティビット数ｐbch＝１９２の領域）については、後段のＢＣＨ符号化部６３によりＢＣＨ符号パリティが生成され、当該領域に格納される。また、ＬＤＰＣ符号パリティの領域（ＬＤＰＣ符号化率に対応するＬＤＰＣパリティビット数ｐldpcの領域）については、後段のＬＤＰＣ符号化部６５によりＬＤＰＣ符号パリティが生成され、当該領域に格納される。
【0141】
ＦＥＣブロック構成部６２は、ブロックヘッダ、主信号及びスタッフビットについては前述のデータが格納され、ＢＣＨ符号パリティ及びＬＤＰＣ符号パリティについては前述の領域が確保されたＦＥＣブロックの信号系列を構成する。そして、ＦＥＣブロック構成部６２は、ＦＥＣブロックの信号系列をＢＣＨ符号化部６３に出力する。
【0142】
ＢＣＨ符号化部６３は、ＦＥＣブロック構成部６２からＦＥＣブロックの信号系列を入力する。そして、ＢＣＨ符号化部６３は、当該信号系列に対し、誤り訂正能力ｔ＝１２のＢＣＨ（65535，65343）の短縮符号を用いて、前述の非特許文献２に準拠したＢＣＨ符号化を行うことで、ＢＣＨ符号パリティを生成する。
【0143】
ＢＣＨ符号化部６３は、ＢＣＨ符号パリティを、ＦＥＣブロックに含まれるＢＣＨ符号パリティの領域に格納し、ＢＣＨ符号パリティが格納されたＦＥＣブロックの信号系列をエネルギー拡散部６４に出力する。尚、ＢＣＨ符号化処理の詳細については、前述の非特許文献２を参照されたい。
【0144】
エネルギー拡散部６４は、ＢＣＨ符号化部６３からＢＣＨ符号パリティが格納されたＦＥＣブロックの信号系列を入力する。そして、エネルギー拡散部６４は、ＦＥＣブロックの信号系列のうちブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ及びスタッフビットに対してエネルギー拡散の処理を行い、ＬＤＰＣ符号パリティの領域に対してはエネルギー拡散の処理を行わない。エネルギー拡散の周期は１ＦＥＣブロックとする。
【0145】
エネルギー拡散部６４は、エネルギー拡散後のブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ及びスタッフビット、並びにエネルギー拡散されていないＬＤＰＣ符号パリティ（の領域のデータ）からなる信号系列を、エネルギー拡散後の信号系列としてＬＤＰＣ符号化部６５に出力する。
【0146】
図１８は、エネルギー拡散部６４の構成及び処理例を説明する図である。エネルギー拡散部６４は、疑似ランダムビット系列生成部、加算制御スイッチ及び排他的論理和演算部を備えている。疑似ランダムビット系列生成部は、２５次の生成多項式（Ｘ25＋Ｘ22＋１）により疑似ランダムビット系列を生成する。
【0147】
加算制御スイッチは、オンの状態のときに、疑似ランダムビット系列生成部により生成された疑似ランダムビット系列を排他的論理和演算部に出力し、オフの状態のときに、‘０’のビットを排他的論理和演算部に出力する。
【0148】
排他的論理和演算部は、加算スイッチから疑似ランダムビット系列または‘０’のビットを入力する。また、排他的論理和演算部は、ＢＣＨ符号化部６３から入力したＦＥＣブロックの信号系列のうち、エネルギー拡散対象のデータ信号（ブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ及びスタッフビット）を入力する。
【0149】
排他的論理和演算部は、これらに対して排他的論理和の演算を行う。排他的論理和の演算が行われた信号系列は、エネルギー拡散されたデータ信号（エネルギー拡散後のブロックヘッダ、主信号、ＢＣＨ符号パリティ及びスタッフビット）として出力される。
【0150】
このエネルギー拡散されたデータ信号は、ＢＣＨ符号化部６３から入力したＦＥＣブロックの信号系列のうちのエネルギー拡散されないＬＤＰＣ符号パリティ（の領域のデータ）と共に、エネルギー拡散後の信号系列としてＬＤＰＣ符号化部６５に出力される。
【0151】
図１５に戻って、ＬＤＰＣ符号化部６５は、エネルギー拡散部６４からエネルギー拡散後の信号系列を入力する。そして、ＬＤＰＣ符号化部６５は、当該信号系列に対し、誤り訂正符号の内符号として所定の符号化率のＬＤＰＣ符号を用いて、前述の非特許文献２に準拠したＬＤＰＣ符号化を行うことで、ＬＤＰＣ符号パリティを生成する。ＬＤＰＣ符号化部６５は、ＬＤＰＣ符号パリティを、信号系列に含まれるＬＤＰＣ符号パリティの領域に格納する。
【0152】
ＬＤＰＣ符号化部６５は、ＬＤＰＣ符号パリティが格納された信号系列を時間インタリーブ部６６に出力する。尚、ＬＤＰＣ符号化処理の詳細については、前述の非特許文献２を参照されたい。
【0153】
時間インタリーブ部６６は、ＬＤＰＣ符号化部６５からＬＤＰＣ符号パリティが格納された信号系列を入力し、図１に示した時間インタリーブ部１９と同様に、当該信号系列に対し、時間インタリーブを行い、時間インタリーブ後の信号系列をマッピング部６７に出力する。この場合、時間インタリーブ部６６は、図７に示した時間インタリーブ部１９の回路構成の下で、畳み込みインタリーブによってシンボルを時間軸上で分散させる。
【0154】
マッピング部６７は、時間インタリーブ部６６から時間インタリーブ後の信号系列を入力し、当該信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルをＳＣブロック構成部６９に出力する。
【0155】
図１９は、本発明の他の実施形態において、変調方式が１６ＡＰＳＫ，３２ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比を示す図であり、内符号にＬＤＰＣ符号を用い、外符号にＢＣＨ符号を用いた場合を示している。
【0156】
変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の信号点配置は、図８に示したとおりであり、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合の信号点配置は、図９に示したとおりである。前述のとおり、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した同心円α１の半径ｒ1及び同心円α２の半径ｒ2を用いて、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1とする。また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した同心円β１の半径ｒ1、同心円β２の半径ｒ2及び同心円β３の半径ｒ3を用いて、半径比Ｒ12＝ｒ2／ｒ1，Ｒ13＝ｒ3／ｒ1とする。
【0157】
図１９に示すように、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、信号点配置は、ＬＤＰＣ符号化部６５にて用いるＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、半径比Ｒ12＝３．３８とし、ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、半径比Ｒ12＝３．３６とする。また、信号点配置は、ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、半径比Ｒ12＝３．０６とし、ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、半径比Ｒ12＝２．８２とする。
【0158】
変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、信号点配置は、ＬＤＰＣ符号化部６５にて用いるＬＤＰＣ符号の符号化率が１／２のときに、半径比Ｒ12＝３．２４，Ｒ13＝７．００とし、ＬＤＰＣ符号の符号化率が２／３のときに、半径比Ｒ12＝３．３５，Ｒ13＝６．６４とする。また、信号点配置は、ＬＤＰＣ符号の符号化率が３／４のときに、半径比Ｒ12＝３．０７，Ｒ13＝５．８７とし、ＬＤＰＣ符号の符号化率が５／６のときに、半径比Ｒ12＝２．８１，Ｒ13＝５．０５とする。
【0159】
このように、マッピング部６７は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置のマッピングルールを用いて、入力した信号系列に対してマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルを生成する。
【0160】
また、マッピング部６７は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置のマッピングルールを用いて、入力した信号系列に対してマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルを生成する。
【0161】
ここで、図１９に示した変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の各符号化率の半径比Ｒ12は、次の算出手法により得られる。まず、ＬＤＰＣ符号の符号化率を固定にして、ＣＮＲの値を変化させながら、ＣＮＲ毎に、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更させたときの、各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出することで、半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性を求める。そして、ＣＮＲ毎の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性において、最も低いＢＥＲがおおよそ１×１０-5となる半径比ｒ2／ｒ1を、固定にした符号化率に対応する半径比Ｒ12として探索する。
【0162】
尚、本来であれば、ＢＣＨ符号復号後にエラーフリーとなるためには、ＬＤＰＣ符号復号後のＢＥＲが１×１０-7以下となる必要があるが、内符号であるＬＤＰＣ符号の誤り訂正能力は、ＣＮＲに対するＢＥＲの改善量が急激に変化する。そこで、シミュレーションの簡単化のため、ＢＥＲカーブにおいてほぼ傾きが等しいＢＥＲが１×１０-5を基準としている。
【0163】
また、ＣＮＲについては、半径比Ｒ12を探索する際に、ＬＤＰＣ符号復号後のＢＥＲがエラーフリーとなりＢＥＲの最小点が探索できない場合は、ＣＮＲの値を０．０５ｄＢ小さくしながら処理を進めた。
【0164】
図２０は、本発明の他の実施形態において、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合における各符号化率の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの関係を示す図である。図２０（１）は符号化率１／２、図２０（２）は符号化率２／３、図２０（３）は符号化率３／４、図２０（４）は符号化率５／６の場合をそれぞれ示している。横軸は半径比ｒ2／ｒ1を示し、縦軸はＢＥＲを示す。
【0165】
各符号化率の半径比Ｒ12の算出手法において、ＣＮＲの値を変化させながら、各ＣＮＲにつき、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更したときの各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出する。
【0166】
これにより、符号化率１／２の場合の各ＣＮＲにつき、ＣＮＲ＝６．３５ｄＢのときの図２０（１）の特性を含むＣＮＲ毎の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性が得られる。また、符号化率２／３の場合の各ＣＮＲにつき、ＣＮＲ＝９．００ｄＢのときの図２０（２）の特性を含むＣＮＲ毎の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性が得られる。同様に、符号化率３／４の場合に、ＣＮＲ＝１０．００ｄＢのときの図２０（３）の特性を含むＣＮＲ毎の特性が得られ、符号化率５／６の場合に、ＣＮＲ＝１１．７５ｄＢのときの図２０（４）の特性を含むＣＮＲ毎の特性が得られる。
【0167】
そして、各符号化率につき、ＣＮＲ毎の半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性において、最も低いＢＥＲがおおよそ１×１０-5となる半径比ｒ2／ｒ1を、当該符号化率に対応する半径比Ｒ12として探索する。図２０（１）～（４）に示す提案半径比が最下点であり、最もＢＥＲが低くなる。つまり、図２０（１）～（４）に示す提案半径比が、最も低いＢＥＲがおおよそ１×１０-5となる半径比ｒ2／ｒ1＝Ｒ12として得られる。
【0168】
例えば符号化率１／２の場合、図２０（１）に示すように、ＣＮＲ＝６．３５ｄＢのときの従来半径比２．７０に対し、提案半径比３．３８が最下点であり、最もＢＥＲが低い半径比ｒ2／ｒ1＝Ｒ12＝３．３８が得られる。また、符号化率２／３の場合、図２０（２）に示すように、ＣＮＲ＝９．００ｄＢのときの従来半径比２．７０に対し、提案半径比３．３６が最下点であり、最もＢＥＲが低い半径比ｒ2／ｒ1＝Ｒ12＝３．３６が得られる。
【0169】
また、符号化率３／４の場合、図２０（３）に示すように、ＣＮＲ＝１０．００ｄＢのときの従来半径比２．７０に対し、提案半径比３．０６が最下点であり、最もＢＥＲが低い半径比ｒ2／ｒ1＝Ｒ12＝３．０６が得られる。また、符号化率５／６の場合、図２０（４）に示すように、ＣＮＲ＝１１．７５ｄＢのときの従来半径比２．７０に対し、提案半径比２．８２が最下点であり、最もＢＥＲが低い半径比ｒ2／ｒ1＝Ｒ12＝２．８２が得られる。
【0170】
これにより、１６ＡＰＳＫの符号化率１／２，２／３，３／４，５／６のそれぞれについて、半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲの特性の最下点である半径比Ｒ12を反映した信号点配置のマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0171】
また、図１９に示した変調方式が３２ＡＰＳＫの場合の各符号化率の半径比Ｒ12，Ｒ13は、次の算出手法により得られる。まず、ＬＤＰＣ符号の符号化率を固定にして、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の前述した算出手法において、半径比Ｒ12を探索する（ステップＳ１）。
【0172】
そして、ステップＳ１における１６ＡＰＳＫの場合に探索した半径比Ｒ12を使用し、ＣＮＲの値を変化させながら、ＣＮＲ毎に、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更させたときの、各半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲを算出することで、半径比ｒ3／ｒ1及びＢＥＲの特性を求める。そして、ＣＮＲ毎の半径比ｒ3／ｒ1及びＢＥＲの特性において、最も低いＢＥＲがおおよそ１×１０-5となる半径比ｒ3／ｒ1を探索する（ステップＳ２）。このときのＣＮＲをＣＮＲ１とする。
【0173】
そして、ステップＳ２にて探索した半径比ｒ3／ｒ1を使用し、ＣＮＲ１を固定にして、半径比ｒ2／ｒ1を様々に変更させたときの、各半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲを算出することで、半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性を求める。そして、半径比ｒ2／ｒ1及びＢＥＲの特性において、ＢＥＲが最も低くなる半径比ｒ2／ｒ1を半径比Ｒ12として探索する（ステップＳ３）。
【0174】
そして、ステップＳ３にて探索した半径比Ｒ12を使用し、ＣＮＲ１を固定にして、半径比ｒ3／ｒ1を様々に変更させたときの、各半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲを算出することで、半径比ｒ3／ｒ1及びＢＥＲの特性を求める。そして、半径比ｒ3／ｒ1及びＢＥＲの特性において、ＢＥＲが最も低くなる半径比ｒ3／ｒ1を半径比Ｒ13として探索する（ステップＳ４）。
【0175】
尚、これらの半径比ｒ2／ｒ1，ｒ3／ｒ1については、全ての信号点の平均振幅が１となるように正規化して処理を行っている。また、ステップＳ３，Ｓ４において半径比Ｒ12，Ｒ13を探索中にエラーフリーとなる（ＬＤＰＣ符号復号後に誤りが発生しない）場合は、ステップＳ２に戻り、ＣＮＲの値を小さくして処理を進める。
【0176】
このように、ステップＳ３，Ｓ４にて探索された半径比Ｒ12，Ｒ13が、マッピングルールとして用いられる。ここで、ステップＳ４（ステップＳ３にて得られた半径比Ｒ12を用いる処理）及びＳ３を繰り返すことにより、半径比Ｒ12，Ｒ13が収束して精度は高くなるが、ステップＳ１の処理の後、ステップＳ２，Ｓ３，Ｓ４の３回の処理により、マッピングルールとして使用するのに十分な精度の半径比Ｒ12，Ｒ13を得ることができる。そして、３２ＡＰＳＫの各符号化率において、前述の算出手法にて得られた半径比Ｒ12，Ｒ13を反映したマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0177】
図１５に戻って、ＵＷ生成部６８、ＳＣブロック構成部６９、帯域制限フィルタ部７０、直交変調部７１、ＤＡ変換部７２、周波数変換部７３及び電力増幅部７４は、図１に示したＵＷ生成部２１、ＳＣブロック構成部２２、帯域制限フィルタ部２３、直交変調部２４、ＤＡ変換部２５、周波数変換部２６及び電力増幅部２７と同様であるため、ここでは説明を省略する。電力増幅部７４により増幅された変調信号は、変調波の無線信号として、送信アンテナ７５を介して送信される。
【0178】
以上のように、本発明の他の実施形態の送信装置３によれば、ＢＣＨ符号化部６３は、ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１及びＦＥＣブロック構成部６２の処理により送信対象の信号であるＤＶＢ－ＡＳＩ信号から生成された信号系列に対し、外符号として誤り訂正能力ｔ＝１２のＢＣＨ（65535，65343）の短縮符号を用いて符号化を行う。
【0179】
ＬＤＰＣ符号化部６５は、エネルギー拡散部６４の処理により符号化後の信号系列から生成されたエネルギー拡散後の信号系列に対し、内符号として所定の符号化率（符号化率は１／２，２／３，３／４，５／６のいずれか）のＬＤＰＣ符号を用いて符号化を行う。
【0180】
マッピング部６７は、時間インタリーブ部６６の処理により符号化後の信号系列から生成された時間インタリーブ後の信号系列に対し、予め設定されたマッピングルールにてマッピングを行う。
【0181】
そして、ＵＷ生成部６８、ＳＣブロック構成部６９、帯域制限フィルタ部７０、直交変調部７１、ＤＡ変換部７２、周波数変換部７３及び電力増幅部７４の処理により、マッピング後のデータシンボルから変調信号が生成され、変調波の無線信号が、送信アンテナ７５を介して送信される。
【0182】
ここで、マッピング部６７にて用いるマッピングルールは、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置によるものである。また、マッピングルールは、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置によるものである。
【0183】
変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、マッピングルールに含まれる各符号化率の半径比Ｒ12は、ＣＮＲ毎に算出した半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲの特性において、最下点の半径比ｒ2／ｒ1である。このような信号点配置のマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0184】
また、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、まず、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合の半径比Ｒ12を用いて、ＣＮＲ毎に算出した半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲの特性において、最下点の半径比ｒ3／ｒ1を探索し、このときのＣＮＲをＣＮＲ１とする。そして、この半径比ｒ3／ｒ1を用いて、ＣＮＲ１のときに算出した半径比ｒ2／ｒ1に対するＢＥＲの特性において、最下点の半径比ｒ2／ｒ1を３２ＡＰＳＫの場合の半径比Ｒ12として探索する。そして、この半径比Ｒ12を用いて、ＣＮＲ１のときに算出した半径比ｒ3／ｒ1に対するＢＥＲの特性において、最下点の半径比ｒ3／ｒ1を半径比Ｒ13として探索する。このような信号点配置のマッピングルールを用いることにより、ＢＥＲは最小となるため、伝送性能を改善することができる。
【0185】
したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、当該送信装置３の構成を大幅に変更することなく、すなわち新たな信号処理を追加することなく、伝送性能を改善することができる。
【0186】
〔受信装置／他の実施形態〕
次に、本発明の他の実施形態による受信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号にＬＤＰＣ符号を用い、外符号にＢＣＨ符号を用いたものである。図２１は、本発明の他の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。この受信装置４は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でＭＭＳＥ基準によるチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、前述の図８、図９及び図１９に示した信号点配置によるマッピングルール（送信装置３にて使用したマッピングルールと同じもの）を使用する。
次に、本発明の他の実施形態による受信装置について説明する。この例は、誤り訂正符号の内符号にＬＤＰＣ符号を用い、外符号にＢＣＨ符号を用いたものである。図２１は、本発明の他の実施形態による受信装置の概略構成例を示すブロック図である。この受信装置４は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムにおいて、周波数領域でＭＭＳＥ基準によるチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式が１６ＡＰＳＫまたは３２ＡＰＳＫの場合に、前述の図８、図９及び図１９に示した信号点配置によるマッピングルール（送信装置３にて使用したマッピングルールと同じもの）を使用する。
【0187】
この受信装置４は、受信アンテナ８１、周波数変換部８２、ＡＤ変換部８３、直交復調部８４、帯域制限フィルタ部８５、ブロック同期部８６，８７、フーリエ変換部８８、チャネル推定部８９、Ｓ／Ｎ測定部９０、周波数領域等化部９１、逆フーリエ変換部９２、シンボル判定部９３、時間デインタリーブ部９４、ＬＤＰＣ復号部９５、エネルギー逆拡散部９６、ＢＣＨ復号部９７、フレーム同期部９８及びＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部９９を備えている。
【0188】
尚、ここでは受信ブランチ数を１とするが、２以上としてもよい。受信ブランチ数が２以上の場合、ダイバーシチ合成が可能であるものとする。
【0189】
受信装置４は、図１５に示した送信装置３から送信された変調波の無線信号を、受信アンテナ８１を介して受信する。周波数変換部８２は、図１４に示した周波数変換部３２と同様に、受信アンテナ８１を介して受信した変調波の無線信号の無線周波数を、中間周波数に変換し、中間周波数の信号をＡＤ変換部８３に出力する。
【0190】
ＡＤ変換部８３、直交復調部８４、帯域制限フィルタ部８５、ブロック同期部８６，８７、フーリエ変換部８８、チャネル推定部８９、Ｓ／Ｎ測定部９０、周波数領域等化部９１及び逆フーリエ変換部９２は、図１４に示したＡＤ変換部３３、直交復調部３４、帯域制限フィルタ部３５、ブロック同期部３６，３７、フーリエ変換部３８、チャネル推定部３９、Ｓ／Ｎ測定部４０、周波数領域等化部４１及び逆フーリエ変換部４２と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【0191】
シンボル判定部９３は、逆フーリエ変換部９２からデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を入力し、当該時間領域の信号からデータの部分に関する時間領域の信号を抽出する。
【0192】
シンボル判定部９３は、データの部分に関する時間領域の信号に対し、予め設定されたマッピングルール（送信装置３にて使用したマッピングルールと同じもの）にてデマッピングを行い、ビット尤度を計算することで、シンボル判定を行う。そして、シンボル判定部９３は、符号化ビット系列に対応したビット尤度系列を生成し、ビット尤度系列を時間デインタリーブ部９４に出力する。
【0193】
具体的には、シンボル判定部９３は、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８及び図１９に示した信号点配置による符号化率に応じたマッピングルールを使用して、データの部分に関する時間領域の信号とマッピングルールにおける信号点配置の信号とを比較し、信号間の距離に基づいて、ビット尤度を算出する。
【0194】
また、シンボル判定部９３は、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９及び図１９に示した信号点配置による符号化率に応じたマッピングルールを使用して、データの部分に関する時間領域の信号とマッピングルールにおける信号点配置の信号とを比較し、信号間の距離に基づいて、ビット尤度を算出する。
【0195】
時間デインタリーブ部９４は、シンボル判定部９３からビット尤度系列を入力し、図１４に示した時間デインタリーブ部４４と同様に、図１５に示した時間インタリーブ部６６と対になる時間デインタリーブを行う。そして、時間デインタリーブ部９４は、時間デインタリーブ後のビット尤度系列をＬＤＰＣ復号部９５に出力する。
【0196】
ＬＤＰＣ復号部９５は、時間デインタリーブ部９４から時間デインタリーブ後のビット尤度系列を入力し、ビット尤度を用いて、前述の非特許文献２に準拠したＬＤＰＣ復号を行い、ビット系列を生成する。そして、ＬＤＰＣ復号部９５は、ビット系列をエネルギー逆拡散部９６に出力する。尚、ＬＤＰＣ復号処理の詳細については、前述の非特許文献２を参照されたい。
【0197】
エネルギー逆拡散部９６は、ＬＤＰＣ復号部９５からビット系列を入力し、当該ビット系列に対し、図１５に示したエネルギー拡散部６４と対になるエネルギー逆拡散を行い、エネルギー逆拡散後のビット系列をＢＣＨ復号部９７に出力する。
【0198】
ＢＣＨ復号部９７は、エネルギー逆拡散部９６からエネルギー逆拡散後のビット系列を入力し、当該ビット系列に対し、前述の非特許文献２に準拠したＢＣＨ復号を行い、ＢＣＨ復号後のビット系列をフレーム同期部９８に出力する。尚、ＢＣＨ復号処理の詳細については、前述の非特許文献２を参照されたい。
【0199】
フレーム同期部９８は、ＢＣＨ復号部９７からＢＣＨ復号後のビット系列を入力する。そして、フレーム同期部９８は、図１５に示したＦＥＣブロック構成部６２により、ＴＳ信号からＴＳパケットの同期バイト０ｘ４７が取り除かれてＦＥＣブロックの主信号の領域に格納される処理に対応して、入力したビット系列に対し、１バイトの同期バイト（0x47）を付加することでＴＳパケットの再構成を行い、ＴＳ信号をＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部９９に出力する。
【0200】
尚、図１５に示したＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１により、ヌルパケットを挿入する処理が行われた場合、フレーム同期部９８は、ＴＳ信号からヌルパケットを削除して出力する。
【0201】
ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部９９は、フレーム同期部９８からＴＳ信号を入力し、ＴＳ信号に対し、図１５に示したＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部６１と対になる処理を行う。ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部９９は、ＴＳ信号をＤＶＢ－ＡＳＩ信号に変換し、ＤＶＢ－ＡＳＩ信号を出力する。
【0202】
以上のように、本発明の他の実施形態の受信装置４によれば、送信装置３から送信された変調波の無線信号を受信し、シンボル判定部９３は、周波数変換部８２、ＡＤ変換部８３、直交復調部８４、帯域制限フィルタ部８５、ブロック同期部８６，８７、フーリエ変換部８８、チャネル推定部８９、Ｓ／Ｎ測定部９０、周波数領域等化部９１及び逆フーリエ変換部９２の処理により、受信信号から生成されたデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号のうちデータの部分に関する時間領域の信号に対し、予め設定されたマッピングルールにてデマッピングを行い、ビット尤度を計算することで、シンボル判定を行う。
【0203】
そして、時間デインタリーブ部９４、ＬＤＰＣ復号部９５、エネルギー逆拡散部９６、ＢＣＨ復号部９７、フレーム同期部９８及びＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部９９の処理により、ビット尤度系列からＤＶＢ－ＡＳＩ信号が生成され出力される。
【0204】
ここで、シンボル判定部９３にて用いるマッピングルールは、図１５に示した送信装置３が使用するものと同じである。つまり、マッピングルールは、変調方式が１６ＡＰＳＫの場合、図８に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12の信号点配置によるものである。また、マッピングルールは、変調方式が３２ＡＰＳＫの場合、図９に示した信号点配置であって、かつ図１９に示した符号化率に応じた半径比Ｒ12，Ｒ13の信号点配置によるものである。
【0205】
これにより、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、変調方式及び誤り訂正符号に応じた最適な信号点配置のマッピングルールを用いることで、当該受信装置４の構成を大幅に変更することなく、すなわち新たな信号処理を追加することなく、伝送性能を改善することができる。
【0206】
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。
【符号の説明】
【0207】
１，３ 送信装置
２，４ 受信装置
１１，６１ ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部
１２，５０，９８ フレーム同期部
１３，６４ エネルギー拡散部
１４ ＲＳ符号化部
１５ バイトインタリーブ部
１６ 畳み込み符号化部
１７ 遅延補正部
１８ ビットインタリーブ部
１９，６６ 時間インタリーブ部
２０，６７ マッピング部
２１，６８ ＵＷ生成部
２２，６９ ＳＣブロック構成部
２３，７０ 帯域制限フィルタ部
２４，７１ 直交変調部
２５，７２ ＤＡ変換部
２６，３２，７３，８２ 周波数変換部
２７，７４ 電力増幅部
２８，７５ 送信アンテナ
３１，８１ 受信アンテナ
３３，８３ ＡＤ変換部
３４，８４ 直交復調部
３５，８５ 帯域制限フィルタ部
３６，３７，８６，８７ ブロック同期部
３８，８８ フーリエ変換部
３９，８９ チャネル推定部
４０，９０ Ｓ／Ｎ測定部
４１，９１ 周波数領域等化部
４２，９２ 逆フーリエ変換部
４３，９３ シンボル判定部
４４，９４ 時間デインタリーブ部
４５ ビットデインタリーブ部
４６ ビタビ復号部
４７ バイトデインタリーブ部
４８ ＲＳ復号部
４９，９６ エネルギー逆拡散部
５１，９９ ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部
６２ ＦＥＣブロック構成部
６３ ＢＣＨ符号化部
６５ ＬＤＰＣ符号化部
９５ ＬＤＰＣ復号部
９７ ＢＣＨ復号部
２，４ 受信装置
１１，６１ ＤＶＢ－ＡＳＩ入力Ｉ／Ｆ部
１２，５０，９８ フレーム同期部
１３，６４ エネルギー拡散部
１４ ＲＳ符号化部
１５ バイトインタリーブ部
１６ 畳み込み符号化部
１７ 遅延補正部
１８ ビットインタリーブ部
１９，６６ 時間インタリーブ部
２０，６７ マッピング部
２１，６８ ＵＷ生成部
２２，６９ ＳＣブロック構成部
２３，７０ 帯域制限フィルタ部
２４，７１ 直交変調部
２５，７２ ＤＡ変換部
２６，３２，７３，８２ 周波数変換部
２７，７４ 電力増幅部
２８，７５ 送信アンテナ
３１，８１ 受信アンテナ
３３，８３ ＡＤ変換部
３４，８４ 直交復調部
３５，８５ 帯域制限フィルタ部
３６，３７，８６，８７ ブロック同期部
３８，８８ フーリエ変換部
３９，８９ チャネル推定部
４０，９０ Ｓ／Ｎ測定部
４１，９１ 周波数領域等化部
４２，９２ 逆フーリエ変換部
４３，９３ シンボル判定部
４４，９４ 時間デインタリーブ部
４５ ビットデインタリーブ部
４６ ビタビ復号部
４７ バイトデインタリーブ部
４８ ＲＳ復号部
４９，９６ エネルギー逆拡散部
５１，９９ ＤＶＢ－ＡＳＩ出力Ｉ／Ｆ部
６２ ＦＥＣブロック構成部
６３ ＢＣＨ符号化部
６５ ＬＤＰＣ符号化部
９５ ＬＤＰＣ復号部
９７ ＢＣＨ復号部
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】