特開 2024-114456 電流センス回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024114456

(43)【公開日】2024-08-23

(54)【発明の名称】電流センス回路

(51)【国際特許分類】

   G01R 19/00 20060101AFI20240816BHJP

【ＦＩ】

G01R19/00 B

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023020246

(22)【出願日】2023-02-13

(71)【出願人】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】日清紡マイクロデバイス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002000

【氏名又は名称】弁理士法人栄光事務所

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 正義

(72)【発明者】

【氏名】板坂 直哉

(72)【発明者】

【氏名】久保田 仁史輝

【テーマコード（参考）】

2G035

【Ｆターム（参考）】

2G035AB01

2G035AC02

2G035AD10

2G035AD11

2G035AD13

2G035AD14

2G035AD18

2G035AD20

2G035AD47

2G035AD56

(57)【要約】

【課題】電流検出信号のオフセット電圧のばらつきを低減できる電流センス回路を提供する。
【解決手段】第１の切替部４２が、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の接続先を各々、トランジスタＱ１２のエミッタとトランジスタＱ２２のエミッタとの間で切り替える。第２の切替部４３が、トランジスタＱ１２及びトランジスタＱ２２のコレクタの接続先を各々、オペアンプ４４の反転入力及び非反転入力の間で切り替える。オペアンプ４４は、トランジスタＱ１２、Ｑ２２のエミッタ電位が等しくなるようなドレイン電流Ｉｄを抵抗Ｒ２に供給するように動作する。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

センス抵抗に発生する電圧降下を増幅した電流検出信号を出力する電流センス回路であって、
前記センス抵抗の一端に接続された第１の抵抗と、
前記センス抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、
第１の電源電位が供給される第１の電源ラインと前記第１の抵抗又は前記第２の抵抗との間に接続された第１のトランジスタと、
前記第１の電源ラインと前記第１の抵抗又は前記第２の抵抗との間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の接続先を各々、前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースと前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースとの間で切り替える第１の切替部と、
前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが入力され、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのエミッタ電位又はソース電位が等しくなるような第１の電流を前記第２の抵抗に供給するように動作するオペアンプと、
前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインの接続先を各々、前記オペアンプの反転入力及び非反転入力の間で切り替える第２の切替部とを備えた
電流センス回路。

【請求項2】

請求項１に記載の電流センス回路であって、
前記第１の切替部及び前記第２の切替部にクロック信号を出力して制御する制御部を備え、
前記制御部は、前記第１の抵抗が前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第２の抵抗が前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第１のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの反転入力に接続され、かつ、前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの非反転入力に接続された第１の状態と、前記第１の抵抗が前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第２の抵抗が前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第１のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの非反転入力に接続され、かつ、前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの反転入力に接続された第２の状態とが交互に切り替わるように制御する
電流センス回路。

【請求項3】

請求項２に記載の電流センス回路において、
前記クロック信号のデューティ比が可変に設けられている、
電流センス回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電流センス回路に関する。

【背景技術】

【0002】

電流を検出するセンス抵抗に発生する電圧降下に相当する電流検出信号を出力する電流センス回路として、例えば特許文献１に記載されたものが提案されている。特許文献１の電流センス回路は、センス抵抗の両端電圧を増幅して、電流検出信号として出力するオペアンプを有している。

【0003】

しかしながら、上述した電流センス回路は、製品ごとに電流検出信号のオフセット電圧がばらつく、という問題があった。そこで、特許文献１に特許文献２の技術を適応してオペアンプとしてチョッパオペアンプを用いて、オフセット電圧のばらつきを低減させることが考えられる。

【0004】

特許文献１に特許文献２の技術を適用すれば、オペアンプ自体のオフセット電圧のばらつきは低減できる。しかしながら、オペアンプの２つの入力とセンス抵抗の両端との間に各々接続される２つの抵抗のばらつきに起因するオフセット電圧のばらつきを低減することができず、十分にオフセット電圧のばらつきを低減することができない、という課題があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】米国特許第７２３９２０４号明細書

【特許文献2】米国特許第１０３９６７２４号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流検出信号のオフセット電圧のばらつきを低減できる電流センス回路を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

前述した目的を達成するために、本発明に係る電流センス回路は、下記の［１］～［３］を特徴としている。
［１］
センス抵抗に発生する電圧降下を増幅した電流検出信号を出力する電流センス回路であって、
前記センス抵抗の一端に接続された第１の抵抗と、
前記センス抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、
第１の電源電位が供給される第１の電源ラインと前記第１の抵抗又は前記第２の抵抗との間に接続された第１のトランジスタと、
前記第１の電源ラインと前記第１の抵抗又は前記第２の抵抗との間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の接続先を各々、前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースと前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースとの間で切り替える第１の切替部と、
前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが入力され、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのエミッタ電位又はソース電位が等しくなるような第１の電流を前記第２の抵抗に供給するように動作するオペアンプと、
前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインの接続先を各々、前記オペアンプの反転入力及び非反転入力の間で切り替える第２の切替部とを備えた
電流センス回路であること。
［２］
［１］に記載の電流センス回路であって、
前記第１の切替部及び前記第２の切替部にクロック信号を出力して制御する制御部を備え、
前記制御部は、前記第１の抵抗が前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第２の抵抗が前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第１のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの反転入力に接続され、かつ、前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの非反転入力に接続された第１の状態と、前記第１の抵抗が前記第２のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第２の抵抗が前記第１のトランジスタのエミッタ又はソースに接続され、かつ、前記第１のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの非反転入力に接続され、かつ、前記第２のトランジスタのコレクタ又はドレインが前記オペアンプの反転入力に接続された第２の状態とが交互に切り替わるように制御する
電流センス回路であること。
［３］
［２］に記載の電流センス回路において、
前記クロック信号のデューティ比が可変に設けられている、
電流センス回路であること。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、電流検出信号のオフセット電圧のばらつきを低減できる電流センス回路を提供することができる。

【0009】

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、本発明の電流センス回路を組み込んだバッテリの充電装置の一実施形態を示す回路図である。

【図2】図２は、第１実施形態における図１に示す電流センス回路の詳細を示す回路図である。

【図3】図３は、第２実施形態における図１に示す電流センス回路の詳細を示す回路図である。

【図4】図４は、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチ度が異なる複数の図３に示す電流センス回路の電流検出信号Ｖｉｓのシミュレーション結果を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0011】

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

【0012】

（第１実施形態）
本実施形態の電流センス回路４は、図１に示すように、例えばバッテリ３の充電装置１に用いられる。充電装置１は、トランジスタＭ１１，Ｍ１２、コイルＬｏｕｔ、コンデンサＣｏｕｔ、トランジスタＭ１１，Ｍ１２を制御する制御部２を有する周知の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータから構成され、入力電圧Ｖ＋を降圧した出力電圧Ｖｏｕｔをバッテリ３に供給する。

【0013】

充電装置１は、コイルＬｏｕｔに流れるインダクタ電流を検出するためのセンス抵抗Ｒｓと、センス抵抗Ｒｓに流れる電流Ｉｓを検出する電流センス回路４と、バッテリ３に供給される出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とを有している。制御部２には、電流センス回路４により検出された電流検出信号、電圧検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により検出された電圧検出信号が供給される。制御部２は、これら電流検出信号、電圧検出信号に基づいてトランジスタＭ１１，Ｍ１２のオンオフを制御する。

【0014】

次に、上述した電流センス回路４の詳細について図２を参照して説明する。同図に示すように、電流センス回路４は、電流源４１と、トランジスタＱ１１，第１のトランジスタとしてのトランジスタＱ１２と、トランジスタＱ２１，第２のトランジスタとしてのトランジスタＱ２２と、第１の抵抗としての抵抗Ｒ１，第２の抵抗としての抵抗Ｒ２と、第１の切替部４２と、抵抗Ｒ５，Ｒ６と、第２の切替部４３と、オペアンプ４４と、トランジスタＭ２と、抵抗Ｒ７と、制御部４５とを有している。

【0015】

電流源４１は、第１の電源電位としての電圧Ｖ＋が供給される第１の電源ラインとしての電源ラインＬと、トランジスタＱ１１，Ｑ２１のコレクタとの間に接続されている。トランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタから構成されている。トランジスタＱ１１，Ｑ２１は、自身のベースとコレクタが接続されている。トランジスタＱ１２，Ｑ２２は、ベースがトランジスタＱ１１，Ｑ２１のベース及びコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタは互いに共通接続され、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタは互いに共通接続されている。

【0016】

トランジスタＱ１１，Ｑ１２は、カレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ１１に流れる電流がトランジスタＱ１２のエミッタ電流Ｉｅ１として折り返される。トランジスタＱ２１，Ｑ２２は、カレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ２１に流れる電流がトランジスタＱ２２のエミッタ電流Ｉｅ２として折り返される。

【0017】

抵抗Ｒ１は、入力端子ＩＮＮに接続される。抵抗Ｒ２は、入力端子ＩＮＰに接続される。抵抗Ｒ１，Ｒ２は同一の抵抗値を有する（Ｒ１≒Ｒ２）。入力端子ＩＮＮは、センス抵抗Ｒｓの一端に接続され、入力端子ＩＮＰは、センス抵抗Ｒｓの他端に接続される。第１の切替部４２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続先を各々、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタと、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタとの間で切り替える。

【0018】

第１の切替部４２は、切替スイッチＳ１，Ｓ２を有している。切替スイッチＳ１は、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２との間に設けられ、抵抗Ｒ１の接続先をトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタと、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタとの間で切り替える。切替スイッチＳ２は、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２との間に設けられ、抵抗Ｒ２の接続先をトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタと、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタとの間で切り替える。

【0019】

抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ１２のコレクタと電源ラインＬとの間に接続される。抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ２２のコレクタと電源ラインＬとの間に接続される。抵抗Ｒ５，Ｒ６は同一の抵抗値を有する（Ｒ５＝Ｒ６）。第２の切替部４３は、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタの接続先を各々、後述するオペアンプ４４の反転入力と非反転入力との間で切り替える。

【0020】

第２の切替部４３は、切替スイッチＳ３，Ｓ４を有している。切替スイッチＳ３は、抵抗Ｒ５及びトランジスタＱ１２のコレクタの接続点と、後述するオペアンプ４４の反転入力及び非反転入力との間に設けられている。切替スイッチＳ３は、トランジスタＱ１２のコレクタの接続先をオペアンプ４４の反転入力と非反転入力との間で切り替える。

【0021】

切替スイッチＳ４は、抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ２２のコレクタの接続点と、オペアンプ４４の反転入力及び非反転入力との間に設けられている。切替スイッチＳ４は、トランジスタＱ２２のコレクタの接続先をオペアンプ４４の反転入力と非反転入力との間で切り替える。

【0022】

オペアンプ４４の出力は、トランジスタＭ２のゲートに接続されている。トランジスタＭ２は、Ｐチャンネルの電界効果トランジスタから構成されている。トランジスタＭ２は、ドレインが抵抗Ｒ２と切替スイッチＳ２の接続点に接続されている。抵抗Ｒ７は、トランジスタＭ２のソースと電源ラインＬとの間に接続されている。

【0023】

次に、第１の切替部４２、第２の切替部４３がなく、抵抗Ｒ１がトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ、抵抗Ｒ２がトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタに接続され、トランジスタＱ１２のコレクタがオペアンプ４４の反転入力、トランジスタＱ２２のコレクタがオペアンプ４４の非反転入力に接続されている従来の電流センス回路４の基本動作について説明する。

【0024】

カレントミラー回路の働きにより、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のエミッタ電位が等しい場合には、等しいエミッタ電流Ｉｅ１，Ｉｅ２が流れる。センス抵抗Ｒｓに電流が流れていない場合、入力端子ＩＮＮ，ＩＮＰに入力される電圧Ｖｎ，Ｖｐは等しいため、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のエミッタ電位Ｖｅｎ，Ｖｅｐは同じ電位となる。

【0025】

これに対して、センス抵抗Ｒｓに電流が流れると、下記の式（１）に示すようにセンス抵抗Ｒｓで発生する電圧降下Ｒｓ×ＩｓだけトランジスタＱ１１，Ｑ１２とトランジスタＱ２１，Ｑ２２とのエミッタに電位差ΔＶｅが生じる。
ΔＶｅ＝Ｒｓ×Ｉｓ …（１）

【0026】

このため、オペアンプ４４は、トランジスタＭ２を制御して、トランジスタＱ１１，Ｑ１２とトランジスタＱ２１，Ｑ２２とのエミッタ電位Ｖｅｎ，Ｖｅｐが等しくなるように式（２）に示すドレイン電流Ｉｄ（＝第１の電流）を抵抗Ｒ２に供給する。
Ｉｄ＝Ｉｓ×Ｒｓ／Ｒ２ …（２）

【0027】

電流センス回路４はさらに、トランジスタＭ３と、抵抗Ｒ８，Ｒ９と、オペアンプ４６とを備え、ドレイン電流Ｉｄを電圧変換して電流検出信号Ｖｉｓとして出力端子ＯＵＴから出力する。抵抗Ｒ８，Ｒ９は、電源ラインＬとグランドとの間に直列接続されている。トランジスタＭ３は、Ｐチャンネルの電界効果トランジスタから構成され、抵抗Ｒ８，Ｒ９の間に接続されている。オペアンプ４６は、非反転入力に抵抗Ｒ７及びトランジスタＭ２のソースに接続され、反転入力がトランジスタＭ３のソースに接続され、出力がトランジスタＭ３のゲートに接続される。

【0028】

オペアンプ４６は、ドレイン電流Ｉｄが流れる抵抗Ｒ７とトランジスタＭ２のソースとの接続点電圧に応じた電流が抵抗Ｒ８，Ｒ９に流れるようにトランジスタＭ３を制御する。抵抗Ｒ９とトランジスタＭ３のドレインは出力端子ＯＵＴに接続され、出力端子ＯＵＴから電圧降下Ｒｓ×Ｉｓを増幅した電流検出信号Ｖｉｓが出力される。

【0029】

ところで、抵抗Ｒ１，Ｒ２にミスマッチ（同一抵抗値とならない）が生じると、下記の式（３）に示すように、上述したエミッタ電位差ΔＶｅにはセンス抵抗Ｒｓで発生する電圧降下Ｒｓ×Ｉｓに加えて抵抗Ｒ１，Ｒ２で発生する電圧降下の差分が加算される。
ΔＶｅ＝Ｒｓ×Ｉｓ＋（Ｒ１－Ｒ２）×Ｉｅ１（＝Ｉｅ２） …（３）
よって、ドレイン電流Ｉｄは、式（４）に示すように、抵抗Ｒ１の抵抗値から抵抗Ｒ２の抵抗値を差し引いた値（Ｒ１－Ｒ２）に応じたオフセットが加算され、ドレイン電流Ｉｄに応じた電流検出信号Ｖｉｓのオフセット電圧がばらつく。
Ｉｄ＝｛Ｉｓ×Ｒｓ＋（Ｒ１－Ｒ２）×Ｉｅ１｝／Ｒ２ …（４）

【0030】

そこで、本実施形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続先をトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタと、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタとの間で切り替えると共に、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタの接続先をオペアンプ４４の非反転入力と反転入力との間で切り替えることにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチによる電流検出信号Ｖｉｓのばらつきの低減を図った。

【0031】

今、図２に示すように、切替スイッチＳ１，Ｓ２により抵抗Ｒ１がトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ、抵抗Ｒ２がトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタに接続され、切替スイッチＳ３，Ｓ４によりトランジスタＱ１２のコレクタがオペアンプ４４の反転入力、トランジスタＱ２２のコレクタがオペアンプ４４の非反転入力に接続された状態を第１の状態とする。第１の状態において、ドレイン電流Ｉｄは上記式（４）で示される。

【0032】

次に、切替スイッチＳ１，Ｓ２により抵抗Ｒ１がトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ、抵抗Ｒ２がトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタに接続され、切替スイッチＳ３，Ｓ４によりトランジスタＱ１２のコレクタがオペアンプ４４の非反転入力、トランジスタＱ２２のコレクタがオペアンプ４４の反転入力に接続されている状態を第２の状態とする。

【0033】

第２の状態において、ドレイン電流Ｉｄは、式（５）に示すように、第１の状態とは逆に抵抗Ｒ２の抵抗値から抵抗Ｒ１の抵抗値を差し引いた値（Ｒ２－Ｒ１）に応じたオフセットが加算される。
Ｉｄ＝｛Ｉｓ×Ｒｓ＋（Ｒ２－Ｒ１）×Ｉｅ１｝／Ｒ２ …（５）

【0034】

制御部４５は、切替スイッチＳ１，Ｓ２に互いに反転されたクロック信号を供給するとともに切替スイッチＳ３，Ｓ４に互いに反転されたクロック信号を供給する。制御部４５は、例えばデューティ５０％のクロック信号を出力する。これにより、制御部４５は、第１の状態と第２の状態とに周期的に交互に切り替わるように切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３，Ｓ４を制御する。このように、第１の状態と第２の状態とを交互に切り替えることにより、ドレイン電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１，Ｒ２のばらつきが相殺された値となり、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチによる電流検出信号Ｖｉｓのばらつきの低減を図ることができる。

【0035】

（第２実施形態）
次に、第２実施形態の電流センス回路４Ｂについて図３を参照して説明する。なお、図３において、第１実施形態で既に説明した図２に示す電流センス回路４と同等の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。なお、図３からは図２に示すオペアンプ４６、抵抗Ｒ８，Ｒ９、トランジスタＭ３については省略している。

【0036】

第１実施形態と第２実施形態とで大きく異なる点は、第２の切替部４３Ｂの構成である。第２の切替部４３Ｂ以外の部分は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

【0037】

第２の切替部４３Ｂは、切替スイッチＳ３Ｂ，Ｓ４Ｂを有している。切替スイッチＳ３Ｂは、抵抗Ｒ５とオペアンプ４４の反転入力との接続点と、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタとの間に設けられている。切替スイッチＳ３Ｂを切り替えることにより、オペアンプ４４の反転入力をトランジスタＱ１２のコレクタと、トランジスタＱ２２のコレクタとの間で切り替える。切替スイッチＳ４Ｂは、抵抗Ｒ６とオペアンプ４４の非反転入力との接続点と、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタとの間に設けられている。切替スイッチＳ４Ｂを切り替えることにより、オペアンプ４４の非反転入力をトランジスタＱ１２のコレクタと、トランジスタＱ２２のコレクタとの間で切り替える。

【0038】

今、図３に示すように、切替スイッチＳ１，Ｓ２により抵抗Ｒ１がトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ、抵抗Ｒ２がトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタに接続され、切替スイッチＳ３Ｂ，Ｓ４ＢによりトランジスタＱ１２のコレクタがオペアンプ４４の反転入力、トランジスタＱ２２のコレクタがオペアンプ４４の非反転入力に接続された状態を第１の状態とする。

【0039】

次に、切替スイッチＳ１，Ｓ２により抵抗Ｒ１がトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ、抵抗Ｒ２がトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタに接続され、切替スイッチＳ３Ｂ，Ｓ４ＢによりトランジスタＱ１２のコレクタがオペアンプ４４の非反転入力、トランジスタＱ２２のコレクタがオペアンプ４４の反転入力に接続されている状態を第２の状態とする。

【0040】

制御部４５（図３には不図示）は、第１実施形態と同様に、第１の状態と第２の状態とに周期的に交互に切り替わるように切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂを制御する。これにより、第１実施形態と同様に、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチによる電流検出信号Ｖｉｓのばらつきの低減を図ることができる。

【0041】

本発明者らは、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチ度合がそれぞれ異なる図３に示す複数の電流センス回路４Ｂにおいて、同じ電流をセンス抵抗Ｒｓに流した場合に電流検出信号Ｖｉｓについてモンテカルロシミュレーションを行った。結果を図４に示す。なお、出力端子ＯＵＴにはフィルタを設け、電流検出信号Ｖｉｓの平均値を計測した。

【0042】

同図の左側に示すように、切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂにクロックが入力される前、即ち切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂが切り替えられていない場合、電流センス回路４Ｂごとに電流検出信号Ｖｉｓが大きくばらつく。これに対して、同図の右側に示すように、切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂのクロックが入力され、切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂの切替制御が行われると、電流検出信号Ｖｉｓのばらつきはクロック入力前の半分程度に抑えることができることが分かる。

【0043】

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

【0044】

第１及び第２実施形態では、制御部４５は、デューティ５０％のクロック信号を出力して切替スイッチＳ１，Ｓ２、Ｓ３，Ｓ４、Ｓ３Ｂ，Ｓ４Ｂを制御していたが、これに限ったものではない。抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチに起因する電流検出信号Ｖｉｓのばらつきは、デューティ５０％のクロック信号により低減することができる。しかしながら、電流検出信号Ｖｉｓのばらつきの要因は、抵抗Ｒ１，Ｒ２のミスマッチだけでなない。そこで、クロック信号のデューティを可変にして、電流検出信号Ｖｉｓのオフセット電圧が一定範囲内となるようなデューティに調整するようにしてもよい。

【0045】

上述した実施形態によれば、電流センス回路４は、４つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２を有していたが、これに限ったものではない。例えば、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタの一方を第１のトランジスタとし、他方を第２のトランジスタとし、電流センス回路４は２つのトランジスタを有していてもよい。この場合は、２つのトランジスタの一方のコレクタとベースを接続し、他方のトランジスタのベースと接続し、電流源４１１は電源ラインＬ１と２つのトランジスタの一方のコレクタとの間に接続する構成とすればよい。なお、他方のトランジスタのコレクタは、別の電流源や抵抗を介して電源ラインＬ１に接続するなど、コレクタ電流を供給する構成とすればよい。

【0046】

上述した実施形態によれば、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２としてはバイポーラトランジスタを用いていたが、これに限ったものではない。トランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２としては電界効果トランジスタから構成されていてもよい。この場合、ＮＰＮ型をＮチャンネル、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２のベースをゲート、エミッタをソース、コレクタをドレインに読み替えて説明することができる。

【0047】

また、図２及び図３に示すトランジスタＱ１１，Ｑ１２、Ｑ２１，Ｑ２２、Ｍ２、Ｍ３の導電型を逆にして、電源ラインＬにグランドを供給し、グランドに接続されている電源ラインに電圧Ｖ＋を供給してもよい。

【符号の説明】

【0048】

４，４Ｂ 電流センス回路
４２ 第１の切替部
４３，４３Ｂ 第２の切替部
４４ オペアンプ
４５ 制御部
Ｉｄ ドレイン電流（第１の電流）
Ｌ 電源ライン（第１の電源ライン）
Ｑ１２ トランジスタ（第１のトランジスタ）
Ｑ２２ トランジスタ（第２のトランジスタ）
Ｒ１ 抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２ 抵抗（第２の抵抗）
Ｒｓ センス抵抗
Ｖｉｓ 電流検出信号
Ｖ＋ 電圧（第１の電源電位）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】