特開 2024-115455 車載充電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024115455

(43)【公開日】2024-08-26

(54)【発明の名称】車載充電装置

(51)【国際特許分類】

   B60L 53/24 20190101AFI20240819BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20240819BHJP

   B60L 9/18 20060101ALI20240819BHJP

   B60L 50/60 20190101ALI20240819BHJP

   B60L 53/14 20190101ALI20240819BHJP

   B60L 58/10 20190101ALI20240819BHJP

   H02J 7/00 20060101ALI20240819BHJP

   H02J 7/10 20060101ALI20240819BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20240819BHJP

【ＦＩ】

B60L53/24

H02P27/06

B60L9/18 J

B60L50/60

B60L53/14

B60L58/10

H02J7/00 P

H02J7/10 A

H02M3/155 W

H02M3/155 H

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023021162

(22)【出願日】2023-02-14

(71)【出願人】

【識別番号】000000011

【氏名又は名称】株式会社アイシン

(71)【出願人】

【識別番号】304021277

【氏名又は名称】国立大学法人 名古屋工業大学

(74)【代理人】

【識別番号】110001818

【氏名又は名称】弁理士法人Ｒ＆Ｃ

(72)【発明者】

【氏名】サハ スブラタ

(72)【発明者】

【氏名】高橋 充

(72)【発明者】

【氏名】平野 智也

(72)【発明者】

【氏名】田口 真

(72)【発明者】

【氏名】小坂 卓

(72)【発明者】

【氏名】松盛 裕明

【テーマコード（参考）】

5G503

5H125

5H505

5H730

【Ｆターム（参考）】

5G503AA01

5G503BB02

5G503CA10

5G503CA12

5G503CC02

5G503DA07

5G503FA06

5G503GB03

5G503GB06

5H125AA01

5H125AC12

5H125BA00

5H125BB00

5H125BB05

5H125BC01

5H125BC03

5H125BC05

5H125BC21

5H125DD02

5H125EE22

5H125EE23

5H125FF16

5H505AA16

5H505CC04

5H505CC05

5H505CC09

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE41

5H505EE48

5H505EE49

5H505GG04

5H505GG05

5H505GG06

5H505HA05

5H505HA06

5H505HA09

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ24

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

5H505LL58

5H730AA14

5H730AS05

5H730AS17

5H730BB13

5H730BB57

5H730BB82

5H730BB88

5H730CC01

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE13

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD31

5H730FD41

5H730FF09

(57)【要約】

【課題】車両用駆動装置の直流電源を、回転電機のコイル及びインバータを利用して、外部交流電源からの電力により、高い効率で充電可能な車載充電装置を実現する。
【解決手段】車載充電装置は、外部交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交流直流コンバータと直流直流コンバータと制御装置を備え、何れか一方のコンバータは、車両用駆動装置のインバータと複数相のコイルとを用いて構成され、これらのコンバータの間には平滑コンデンサが配置されている。制御装置は、直流電源の端子電圧Ｖｂａｔが、満充電状態の電圧Ｖｂａｔ＿ｆよりも低い第２電圧Ｖｂａｔ＿ｓよりも低い状態から第２電圧Ｖｂａｔ＿ｓに達するまでは、充電電力Ｐｂａｔが一定となるように定電力充電制御を実行し、定電力充電制御においては直流電源の端子電圧Ｖｂａｔが上昇することに応じて、平滑コンデンサの端子電圧Ｖｄｃが上昇するように可変直流電圧制御を実行する。
【選択図】図４

【特許請求の範囲】

【請求項1】

中性点で互いに接続された複数相のコイルを備え、車輪の駆動力源となる回転電機と、直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータと、前記インバータに接続された直流電源と、を備えた車両用駆動装置の前記直流電源を、単相の外部交流電源から供給される電力によって充電する車載充電装置であって、
前記外部交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交流直流コンバータと、
前記交流直流コンバータにより変換された直流電力の電圧を変換する直流直流コンバータと、
前記交流直流コンバータと前記直流直流コンバータとの間に配置され、前記交流直流コンバータにより変換された直流電力の電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記交流直流コンバータ及び前記直流直流コンバータを制御する制御装置と、を備え、
前記交流直流コンバータ及び前記直流直流コンバータの何れか一方は、前記インバータと複数相の前記コイルとを用いて構成され、
前記交流直流コンバータの交流側端子は、前記外部交流電源に接続され、
前記交流直流コンバータの直流側端子は、前記直流直流コンバータの第１端子に接続され、
前記直流直流コンバータの前記第１端子とは異なる第２端子は、前記直流電源に接続され、
前記制御装置は、
前記直流電源が満充電状態の場合の前記直流電源の端子電圧を第１電圧とし、前記第１電圧よりも低く予め設定された電圧を第２電圧として、
前記直流電源の端子電圧が、前記第２電圧よりも低い状態から前記第２電圧に達するまでは、充電制御として、前記直流電源に流れる電流と前記直流電源の端子電圧に基づく充電電力が一定となるように定電力充電制御を実行し、
前記定電力充電制御においては、前記直流電源の端子電圧が上昇することに応じて、前記平滑コンデンサの端子電圧が上昇するように可変直流電圧制御を実行する、車載充電装置。

【請求項2】

前記制御装置は、前記充電制御として、前記端子電圧が前記第２電圧に達した後、前記第１電圧に達するまでは、前記端子電圧が上昇することに応じて前記充電電力が小さくなるように、前記充電電力を次第に減少させる可変電力充電制御を実行する、請求項１に記載の車載充電装置。

【請求項3】

前記制御装置は、前記充電制御の実行前に、前記平滑コンデンサを充電するプリチャージ制御を実行する、請求項１又は２に記載の車載充電装置。

【請求項4】

前記直流電源に対して前記インバータの直流側端子と前記直流直流コンバータの前記第２端子とを選択的に接続するコンタクタを備え、
前記制御装置は、
前記プリチャージ制御では、前記直流電源と前記インバータの直流側端子とが接続されるように前記コンタクタを制御し、
前記充電制御では、前記直流電源と前記直流直流コンバータの前記第２端子とが接続されるように前記コンタクタを制御する、請求項３に記載の車載充電装置。

【請求項5】

前記直流電源に対して前記インバータの直流側端子と前記直流直流コンバータの前記第２端子とを選択的に接続するコンタクタを備え、
前記直流直流コンバータは、前記インバータと複数相の前記コイルとにより構成され、
前記インバータの直流側端子は、前記第１端子であり、
前記中性点は、前記第２端子である、請求項１又は２に記載の車載充電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、車載充電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特開２０１５－２０１３８２号公報には、直流電源（二次電池）を外部電源から供給される電力により充電する際の充電制御方法として、定電流定電圧充電制御が開示されている。具体的には、直流電源の充電状態（ＳＯＣ：state of charge）が低い場合には、直流電源に一定の電流を供給する定電流充電制御によって直流電源が充電される。定電流充電制御による充電が進むに従って、ＳＯＣの値は上昇し、直流電源の端子電圧（バッテリ電圧）も上昇する。ＳＯＣが予め設定された値まで上昇すると、或いはバッテリ電圧が予め設定された値まで上昇すると、定電流充電制御から定電圧充電制御に制御方法が切り替えられる。定電圧充電制御では、直流電源に印加される電圧を一定に保ちながら充電を継続する。直流電源への印加電圧が一定に保持されるため、充電電流は次第に低下し、充電電流が予め設定された電流値まで減少すると充電が終了される。定電流定電圧充電制御では、直流電源の過充電（過電圧）を抑制しつつ、比較的短い時間で直流電源を充電することができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１５－２０１３８２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

例えば電気自動車やハイブリッド自動車などの車輪の駆動力源として回転電機を備えた車両には、車両に搭載された状態で直流電源を充電する車載充電装置（オンボードチャージャ）が備えられている場合がある。そして、この場合には、車載充電装置を構成する回路の一部が、回転電機のコイル（ステータコイル）を含む回転電機の駆動系回路を利用して構成されることがある。多くの場合、回転電機と直流電源との間には、直流と交流との間で電力を変換するインバータが配置され、インバータと直流電源との間には直流電圧を平滑する平滑コンデンサが配置される。インバータ及び平滑コンデンサが車載充電装置に利用される回転電機の駆動系回路に含まれる場合、定電流定電圧充電において平滑コンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）は一定の電圧値に保持されることが多い。一方、直流電源の端子間電圧（バッテリ電圧）は、ＳＯＣが低い充電制御の開始時には低く、定電流充電制御の進行に伴って上昇する。従って、充電制御の開始時には、直流リンク電圧とバッテリ電圧との電圧差が大きく、車載充電装置におけるスイッチング損失などの損失が大きくなる傾向がある。即ち、従来の定電流定電圧充電制御では、車載充電装置における損失が大きくなる傾向がある。

【0005】

また、定電流充電制御では、制御の経過に伴ってバッテリ電圧が上昇する。このため直流電源に流れる電流とバッテリ電圧とに基づく充電電力は一定ではなく、制御の経過に伴って上昇する。充電制御の初期には充電電力は小さく、定電流充電制御の経過に伴って充電電力が大きくなる。つまり、直流電源は、許容される最大充電電力で充電されないため、充電時間が長くなる傾向がある。従って、従来の定電流定電圧制では、充電効率及び上述したスイッチング素子の損失を含めた車載充電装置のシステム効率に向上の余地がある。

【0006】

上記に鑑みて、回転電機とインバータと直流電源とを備えた車両用駆動装置の当該直流電源を、当該回転電機のコイル及び当該インバータを利用して、外部交流電源からの電力により、高い効率で充電することができる車載充電装置の実現が望まれる。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記に鑑みた車載充電装置は、中性点で互いに接続された複数相のコイルを備え、車輪の駆動力源となる回転電機と、直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータと、前記インバータに接続された直流電源と、を備えた車両用駆動装置の前記直流電源を、単相の外部交流電源から供給される電力によって充電する車載充電装置であって、前記外部交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交流直流コンバータと、前記交流直流コンバータにより変換された直流電力の電圧を変換する直流直流コンバータと、前記交流直流コンバータと前記直流直流コンバータとの間に配置され、前記交流直流コンバータにより変換された直流電力の電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記交流直流コンバータ及び前記直流直流コンバータを制御する制御装置と、を備え、前記交流直流コンバータ及び前記直流直流コンバータの何れか一方は、前記インバータと複数相の前記コイルとを用いて構成され、前記交流直流コンバータの交流側端子は、前記外部交流電源に接続され、前記交流直流コンバータの直流側端子は、前記直流直流コンバータの第１端子に接続され、前記直流直流コンバータの前記第１端子とは異なる第２端子は、前記直流電源に接続され、前記制御装置は、前記直流電源が満充電状態の場合の前記直流電源の端子電圧を第１電圧とし、前記第１電圧よりも低く予め設定された電圧を第２電圧として、前記直流電源の端子電圧が、前記第２電圧よりも低い状態から前記第２電圧に達するまでは、充電制御として、前記直流電源に流れる電流と前記直流電源の端子電圧に基づく充電電力が一定となるように定電力充電制御を実行し、前記定電力充電制御においては、前記直流電源の端子電圧が上昇することに応じて、前記平滑コンデンサの端子電圧が上昇するように可変直流電圧制御を実行する。

【0008】

この構成によれば、直流電源の充電状態（ＳＯＣ：State of Charge）が低く、直流電源の端子電圧が第２電圧未満の状態から、端子電圧が第２電圧に達するまでは、充電電力が一定となるように定電力充電制御が実行される。従って、直流電源は、許容される最大充電電力で充電されることも可能となるため、充電時間の短縮が可能となる。また、定電力充電制御の実行中には、可変直流電圧制御も実行される。定電力充電制御の実行に伴って第２電圧未満から第２電圧へ向かって上昇する直流電源の端子電圧と同様に、平滑コンデンサの端子電圧も上昇するように制御されるので、平滑コンデンサの端子電圧が第２電圧よりも高い一定の電圧に保持される場合に比べて、直流直流コンバータの入力側と出力側との電圧差を比較的小さく保持し易い。その結果、車載充電装置におけるスイッチング損失などの損失を低減し易い。このように、本構成によれば、回転電機とインバータと直流電源とを備えた車両用駆動装置の当該直流電源を、当該回転電機のコイル及び当該インバータを利用して、外部交流電源からの電力により、高い効率で充電することができる車載充電装置を実現することができる。

【0009】

車載充電装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する例示的且つ非限定的な実施形態についての以下の記載から明確となる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】回転電機の駆動制御システムの模式的な回路ブロック図

【図2】車載充電装置のシステム構成の模式的ブロック図

【図3】回転電機の駆動制御システムを利用した車載充電装置の一例を示す回路ブロック図

【図4】充電制御の一例を示すグラフ

【図5】充電制御の比較例を示すグラフ

【図6】交流直流コンバータの模式的制御ブロック図

【図7】直流直流コンバータの模式的制御ブロック図

【図8】プリチャージ制御における電流の経路の一例を示す図

【図9】プリチャージ制御における電流の経路の比較例を示す図

【図10】プリチャージ制御における電流の経路の他の比較例を示す図

【図11】回転電機の駆動制御システムを利用した車載充電装置の他の例を示す回路ブロック図

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、車載充電装置の実施形態を図面も参照して説明する。車載充電装置１０は、図１に示すような車両用駆動装置９に備えられた直流電源３を、車両に搭載された状態で充電する装置である。図１は、車両用駆動装置９に含まれる回転電機７０の駆動制御システムの模式的な回路ブロック図であり、図２は、車載充電装置１０のシステム構成の模式的ブロック図である。図１に示すように、本実施形態の車両用駆動装置９は、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車輪の駆動力源となる回転電機７０と、直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータ５と、インバータ５に接続された直流電源３とを備えている。尚、車両用駆動装置９が、回転電機７０に加えて不図示の内燃機関などの他の駆動力源も備えていることを妨げるものではない。図２に示すように、車載充電装置１０は、車両用駆動装置９の直流電源３を、単相の外部交流電源４（グリッド電源）から供給される電力によって充電する装置であり、いわゆるオンボードチャージャー（Onboard charger）と称される装置である。本実施形態では、車載充電装置１０は、車両用駆動装置９と一部を共用して構成されている。具体的には、インバータ５、回転電機７０のコイル７が共用されている。好ましくは、後述するように、インバータ５を駆動する制御装置８や、直流電圧を平滑する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ６）も共用されている。

【0012】

図１に示すように、車両用駆動装置９は、車両の駆動力源となる回転電機７０を制御対象とする制御装置８を備え、制御装置８は、電流フィードバック制御を行うことによって回転電機７０を駆動制御する。駆動対象の回転電機７０は、ステータコアに複数相（Ｎを任意の自然数としてＮ相、本実施形態ではＮ＝３の３相の形態を例示する）のコイル７（ステータコイル）が配置されたステータと、ロータコアに永久磁石が配置されたロータとを有する埋め込み永久磁石型回転電機（IPMSM : Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）である。このような構成は公知であり、本実施形態では、ステータコア、ステータ、ロータコア、ロータ、永久磁石等の図示は省略している。本実施形態では、３相のコイル７（Ｕ相コイル７ｕ、Ｖ相コイル７ｖ、Ｗ相コイル７ｗ：図３、図１１等参照）が中性点７Ｎで短絡されたＹ型の形態を例示している。しかし、回転電機７０は、例えば３相のコイル７を２組備え、６相の交流により駆動される形態であってもよい。尚、回転電機７０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機７０が電動機として機能するとき、回転電機７０は力行状態であり、回転電機７０が発電機として機能するとき、回転電機７０は回生状態である。

【0013】

図１に示すように、車両用駆動装置９は、インバータ５を備えている（図３、図１１等も参照）。インバータ５は、交流の回転電機７０及び直流電源３に接続されて、複数相の交流と直流との間で電力を変換する。インバータ５の一対の直流側端子（直流リンク端子Ｔ５ｄ）は、直流電源３の正負両極端子に接続されている。具体的には、一対の直流リンク端子Ｔ５ｄの内の正極側の端子（直流リンク正極端子Ｔ５Ｐ）が直流電源３の正極に接続され、一対の直流リンク端子Ｔ５ｄの内の負極側の端子（直流リンク負極端子Ｔ５Ｎ）が直流電源３の負極に接続されている。また、インバータ５の複数相の交流側端子（コイル側端子Ｔ５ａ）は、複数相のコイル７のそれぞれに接続されている。本実施形態では、インバータ５が、複数相のアームとして、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームを備えており、それぞれのアームの中点がコイル側端子Ｔ５ａに接続されている。Ｕ相アームの中点とＵ相コイル７ｕとが接続され、Ｖ相アームの中点とＶ相コイル７ｖとが接続され、Ｗ相アームの中点とＷ相コイル７ｗとが接続される。

【0014】

インバータ５の直流側には、正極と負極との間の電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ６）が備えられている。また、インバータ５の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ（直流リンク電圧センサ６１）も備えられている。尚、直流リンクコンデンサ６は、回転電機７０の駆動系回路（インバータ５、コイル７等）が車載充電装置１０として用いられる際に、図２、図３、図１１等を参照して後述する交流直流コンバータ１と直流直流コンバータ２との間に配置され、交流直流コンバータ１により変換された直流電力の電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑する平滑コンデンサとしても機能する。

【0015】

直流電源３は、例えば、リチウムイオン電池などの充電可能な二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。本実施形態のように、回転電機７０が車両の駆動力源の場合、直流電源３は、大電圧大容量の直流電源であり、定格の電源電圧は、例えば２００～４００［Ｖ］である。また、直流電源３には、直流電源３に対する入出力電流（バッテリ電流Ｉｂａｔ：図４等参照）を検出する電流センサ（バッテリ電流センサ３１）や、直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ：図４等参照）を検出する電圧センサ（バッテリ電圧センサ３２）も備えられている。

【0016】

図示は省略するが、例えば直流電源３がリチウムイオンバッテリなどの場合には、ＢＭＳ（バッテリマネジメントシステム（Battery Management System））が備えられていることが多い。リチウムイオンバッテリなどの二次電池は、複数のセル（バッテリセル）により構成されている。ＢＭＳは、（１）セルの過充電、過放電の防止、（２）セルに過電流が流れることの防止、（３）セルの温度管理、（４）充電状態（ＳＯＣ：State of Charge）の算出、（５）セル電圧の均一化、等を行うバッテリの管理制御システムである。上述したバッテリ電流センサ３１やバッテリ電圧センサ３２は、ＢＭＳの一部として構成されていてもよい。

【0017】

図３等に示すように、インバータ５は、複数のスイッチング素子５Ｓを有して構成されている。スイッチング素子５Ｓには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。本実施形態では、スイッチング素子５ＳとしてＦＥＴが用いられる形態を例示している。尚、各スイッチング素子５Ｓは、負極から正極へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオードを備えている。

【0018】

図１に示すように、インバータ５は、制御装置８により制御される。制御装置８は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、制御装置８は、上位の制御装置の１つである車両制御装置９０等の他の制御装置等から要求信号として提供される回転電機７０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ５を介して回転電機７０を駆動する。ベクトル制御法では、各相のコイル７に流れる電流（本実施形態ではＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ：図３等参照）を、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。座標変換先の座標系をｄｑ軸直交座標系と称する。尚、マイクロコンピュータ等の論理回路素子の動作電圧は３．３～５ボルト程度である。本実施形態では、簡略化のため、図示を省略していつが、当該論理回路素子で生成された制御信号はドライブ回路を介してインバータ５に伝達される。或いは、制御装置８にドライブ回路が含まれると考えてもよい。

【0019】

回転電機７０の各相のコイル７を流れる実電流は電流センサ（モータ電流センサ８１）により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。また、回転電機７０のロータの各時点での磁極位置（電気角）やロータの回転速度（角速度）は、例えばレゾルバなどの回転センサ８２により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。制御装置８は、モータ電流センサ８１及び回転センサ８２の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。制御装置８は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

【0020】

上述したように、インバータ５を介して直流電源３に接続される回転電機７０は、直流電源３から供給される電力により電動機として機能すると共に、発電機として機能して直流電源３を充電することもできる。例えば、ハイブリッド自動車では内燃機関などの動力により、回転電機７０に機械エネルギーを供給して回転電機７０に発電させることも可能であるが、発電の機会が少なく直流電源３を充分に充電できない場合がある。また、駆動力源として回転電機７０しか搭載されていない電気自動車では、慣性走行等における車輪からの機械エネルギーによる発電に留まり、直流電源３を充分に充電できないことが多い。また、ハイブリッド自動車においても、回転電機７０に発電させるよりも外部から電力を供給する方が、エネルギー効率がよい場合がある。このため、直流電源３が車両に搭載された状態で、直流電源３を外部電源によって充電可能に構成されていることが好ましい。

【0021】

本実施形態の車載充電装置１０は、車両用駆動装置９の直流電源３を、単相の外部交流電源４から供給される電力によって充電する。図２に示すように、車載充電装置１０は、外部交流電源４に接続されて、外部交流電源４からの交流電力を直流電力に変換する交流直流コンバータ１（ＡＣ／ＤＣコンバータ）と、交流直流コンバータ１により変換された直流の電圧を変換する直流直流コンバータ２（ＤＣ／ＤＣコンバータ）とを備えている。交流直流コンバータ１は、一対の交流側端子Ｔ１ａと一対の直流側端子Ｔ１ｄとを備えており、交流直流コンバータ１の交流側端子Ｔ１ａは、外部交流電源４に接続される。直流直流コンバータ２は、一対の第１端子Ｔ２１と、一対の第２端子Ｔ２２とを備えており、一対の第１端子Ｔ２１と交流直流コンバータ１の一対の直流側端子Ｔ１ｄとが接続されると共に、一対の第２端子Ｔ２２と直流電源３の正負両極端子とが接続される。

【0022】

交流直流コンバータ１及び直流直流コンバータ２は、スイッチング素子（図３、図１１において符号１Ｓ、５Ｓ、１５Ｓで示すスイッチング素子）を備えて構成されており、これらのスイッチング素子は、インバータ５を介して回転電機７０を駆動制御する制御装置８によって制御される。従って、制御装置８は、交流直流コンバータ１及び直流直流コンバータ２も制御対象とする。また、後述するように、車載充電装置１０は、コンタクタ（図３、図１１において、符号１１，１２，１３で示すコンタクタ）を備えて構成されている。これらのコンタクタも制御装置８、或いは制御装置８及び車両制御装置９０によって制御される。図１を参照して上述したように、制御装置８は回転電機の駆動制御システムに含まれており、制御装置８も回転電機７０の駆動制御と直流電源３の充電制御とに共用される。

【0023】

直流電源３を充電する際には、外部交流電源４から直流電源３へ電力が供給される。従って、回路構成上、相対的に外部交流電源４の側（上流側）に配置される交流直流コンバータ１をフロントエンドコンバータ或いはフロントコンバータ、相対的に直流電源３の側（下流側）に配置される直流直流コンバータ２をバックエンドコンバータ或いはバックコンバータと称する場合がある。本実施形態では、交流直流コンバータ１（フロントコンバータ）及び直流直流コンバータ２（バックコンバータ）の何れか一方が、インバータ５と複数相のコイル７とを用いて構成されている。また、図２に示すように、交流直流コンバータ１には、交流電流及び交流電圧を検出するために、グリッド電流センサ４１及びグリッド電圧センサ４２が備えられている。

【0024】

図３の回路ブロック図は、回転電機７０の駆動系回路（コイル７，インバータ５等）を含む、回転電機７０の駆動制御システムを利用した車載充電装置１０の構成例（第１の例）を示しており、図１１の回路ブロック図は、回転電機７０の駆動系回路を含む、回転電機７０の駆動制御システムを利用した車載充電装置１０の他の構成例（第２の例）を示している。図３に示す第１の例では、外部交流電源４に接続されるフロントコンバータである交流直流コンバータ１が、車両用駆動装置９とは別に形成された回路によって構成され、直流電源３に接続されるバックコンバータである直流直流コンバータ２が、回転電機７０の駆動系回路（コイル７及びインバータ５）を共用して構成されている。図１１に示す第２の例では、外部交流電源４に接続されるフロントコンバータである交流直流コンバータ１が、回転電機７０の駆動系回路（コイル７及びインバータ５）を共用して構成され、直流電源３に接続されるバックコンバータである直流直流コンバータ２が、車両用駆動装置９とは別に形成された回路によって構成されている。

【0025】

図３、図１１に示すように、交流直流コンバータ１は、スイッチング素子１Ｓを備えて構成されている。交流直流変換においては、誘導性インピーダンスや容量性インピーダンスにより、電圧位相と電流位相との間に位相差が生じ、当該位相差によって力率が低下する。スイッチング素子１Ｓが制御されることによって、例えば電流位相が調整され、位相差が補償されて力率を改善することができる。交流直流コンバータ１は、外部交流電源４ら供給される交流電力から変換される直流電力の力率を改善する力率改善（ＰＦＣ：power factor correction）回路としても機能するように構成されている。

【0026】

第１の例及び第２の例に共通して、交流直流コンバータ１は、インダクタＬ１と、スイッチング素子１Ｓを用いたフルブリッジ回路とを備えて構成されている。図１１に示すように、第２の例は、見掛け上、４つのアームを有して構成されているが、第２の例も等価的にフルブリッジ回路が形成されたものであり、この詳細については後述する。力率改善機能も備えた交流直流コンバータ１が、インダクタＬ１を備えていることにより、力率改善機能の実現に必要なインダクタンスを、インダクタＬ１によって適切に設定することができる。また、フルブリッジ回路を備えることにより、交流直流コンバータ１を交流直流変換及び直流交流変換が可能な双方向コンバータとして機能させることができる。例えば、車載充電装置１０を、外部交流電源４から供給される電力により直流電源３を充電するための機能と、直流電源３に蓄えられた電力により車両外の装置に交流電力を供給する機能との２つの機能を有する装置として利用することができる。

【0027】

近年、災害時等において電動車両やハイブリッド車両の直流電源３を非常用電源として用いることが提唱されている。交流直流コンバータ１がフルブリッジ回路を備えることにより、直流電源３をそのような非常用電源として利用することができる。当然ながら、このような直流電源３の利用を考慮しないような場合には、交流直流コンバータ１が、交流直流変換のみを行う一方向コンバータとして構成されていてもよい。この場合には、交流直流コンバータ１は、例えばハーフブリッジ回路を有して構成されていてもよい。

【0028】

図２を参照して上述したように、直流直流コンバータ２は、第１端子Ｔ２１が交流直流コンバータ１の直流側端子Ｔ１ｄに接続され、第２端子Ｔ２２が、直流電源３に接続されている。図３に例示する第１の例では、インバータ５の直流側端子である直流リンク端子Ｔ５ｄが、第１端子Ｔ２１であり、中性点７Ｎが、第２端子Ｔ２２である。

【0029】

図３に示すように、車載充電装置１０は、交流直流コンバータ１の交流側端子Ｔ１ａと、外部交流電源４とを選択的に接続する（交流側端子Ｔ１ａと外部交流電源４とを断接する）フロントエンドコンタクタ１１を備えている。フロントエンドコンタクタ１１は、外部交流電源４に接続された接点（フロントエンドコンタクタ第１接点１１ａ）と、交流直流コンバータ１に接続された接点（フロントエンドコンタクタ第２接点１１ｂ）とを備えている。フロントエンドコンタクタ第１接点１１ａとフロントエンドコンタクタ第２接点１１ｂとが接続された場合に、フロントエンドコンタクタ１１が導通状態となり、外部交流電源４と車載充電装置１０（交流直流コンバータ１）とが電気的に接続される。

【0030】

図３に示すように、第１の例の車載充電装置１０は、直流電源３に対してインバータ５の直流側端子である直流リンク端子Ｔ５ｄと中性点７Ｎとを選択的に接続するバッテリコンタクタ１２を備えている。本実施形態では、バッテリコンタクタ１２は、直流電源３の正極に対して直流リンク正極端子Ｔ５Ｐと中性点７Ｎとを選択的に接続する。バッテリコンタクタ１２は、直流電源３の正極に接続されたバッテリコンタクタ第１接点１２ａと、中性点７Ｎに接続されたバッテリコンタクタ第２接点１２ｂと、直流リンク正極端子Ｔ５Ｐに接続されたバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとを備えている。バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとが接続されると、中性点７Ｎがバッテリコンタクタ１２を介して直流電源３に接続される。バッテリコンタクタ第３接点１２ｃは開放されている。インバータ５が車載充電装置１０として機能する場合には、バッテリコンタクタ１２がこのように接続される。

【0031】

インバータ５が回転電機７０の駆動制御に用いられる場合には、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとが接続され、インバータ５の直流リンク正極端子Ｔ５Ｐが、バッテリコンタクタ１２を介して直流電源３に接続される。バッテリコンタクタ第２接点１２ｂは開放されている。また、車両が駐車される場合や、異常等によって回転電機７０への電力供給を遮断する必要があるような場合には、バッテリコンタクタ第１接点１２ａに対して、バッテリコンタクタ第２接点１２ｂ及びバッテリコンタクタ第３接点１２ｃの何れも接続されない状態とすることができる。

【0032】

このように、バッテリコンタクタ１２により、直流電源３に対する接続形態を変更するだけで、回転電機７０を駆動制御する機能と、直流電源３を外部交流電源４により充電する機能とを切り替え可能な回路を実現することができる。即ち、簡単な構成で、車載充電装置１０を構成することができる。

【0033】

尚、フロントエンドコンタクタ１１、バッテリコンタクタ１２、図１１を参照して後述するバックエンドコンタクタ１３は、制御装置８によって開閉制御される。或いは、これらのコンタクタは、車両制御装置９０によって制御されてもよい。例えば、これらのコンタクタは、メカニカルリレーを用いて構成することができる。メカニカルリレーは、接点が開放された場合の絶縁性が高く、接点が閉成された場合に流すことができる電流も大きく確保し易い。しかし、これらのコンタクタは、メカニカルリレーに限らず、ソリッドステートリレーなど、半導体を用いて構成されていてもよい。

【0034】

このような車載充電装置１０を用いて、直流電源３の過充電（過電圧）を抑制しつつ、外部交流電源４から供給される電力により直流電源３を充電する際の制御方法として、図５に例示するような定電流定電圧充電制御が知られている。定電流定電圧充電制御では、直流電源３の充電状態（ＳＯＣ）が低い場合には、直流電源３に一定の電流を供給する定電流充電制御によって直流電源が充電される。直流電源３には一定の値の電流（バッテリ電流Ｉｂａｔ）が流れる。図５では、第１フェーズＰＨ１が、定電流充電制御が実行される期間に相当する。定電流充電制御による充電が進むに従って、ＳＯＣの値は上昇していき、直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）も充電開始時の電圧（充電開始電圧Ｖｂａｔ＿ｅ）から上昇する。

【0035】

ＳＯＣが予め規定された値（例えば８０～９０％など）まで上昇すると、或いはバッテリ電圧Ｖｂａｔが予め設定された値（切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓ）まで上昇すると、定電流充電制御から定電圧充電制御に制御方法が切り替えられる。図５では、第２フェーズＰＨ２が、定電圧充電制御が実行される期間に相当する。定電圧充電制御では、直流電源３に印加される電圧を一定に保ちながら充電を継続する。直流電源３への印加電圧が一定に保持されるため、バッテリ電流Ｉｂａｔは次第に低下する。バッテリ電圧Ｖｂａｔは上昇速度を鈍化させながら上昇する。バッテリ電圧Ｖｂａｔが予め規定された値（例えば、満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆ）まで上昇した場合、或いはバッテリ電流Ｉｂａｔが予め規定された値まで減少した場合、或いはＳＯＣが予め規定された値（例えば９８～１００％など）まで上昇した場合に、定電圧充電制御が終了し、充電制御も終了する。

【0036】

ところで、上述したように、本実施形態では、回転電機７０の駆動系回路（コイル７，インバータ５等）を利用した車載充電装置１０を用いて直流電源３が充電される。図２、図３、図１１等に示すように、直流リンクコンデンサ６は、交流直流コンバータ１と直流直流コンバータ２との間に配置されている。そして、一般的には、図５に示すように定電流定電圧充電制御の全期間に亘って直流リンクコンデンサ６の端子電圧に相当する直流リンク電圧Ｖｄｃは一定の電圧値に保持される。上述したように、バッテリ電圧Ｖｂａｔは、ＳＯＣが低い充電制御の開始時には低い値（Ｖｂａｔ＿ｅ）であり、定電流充電制御の進行に伴って上昇する。従って、充電制御の開始時には、直流リンク電圧Ｖｄｃとバッテリ電圧Ｖｂａｔとの電圧差が大きく、車載充電装置１０（この場合、特に直流直流コンバータ２）におけるスイッチング損失などの損失が大きくなる傾向がある。また、定電流充電制御では、制御の経過に伴ってバッテリ電圧Ｖｂａｔが上昇する。バッテリ電流Ｉｂａｔは一定であるから、図５に示すように、バッテリ電力Ｐｂａｔは、充電制御（定電流充電制御）の初期には小さく、定電流充電制御の経過に伴って大きくなる。つまり、直流電源３は、許容される最大充電電力で充電されないため、充電時間が長くなる傾向がある。

【0037】

この点に鑑み、本実施形態では、従来の定電流定電圧充電制御に対して高い効率で充電することができる車載充電装置１０を実現している。図４に示すように、制御装置８は、直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）が、切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓよりも低い状態（例えば、充電開始電圧Ｖｂａｔ＿ｅ）から切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓに達するまでは、充電制御として、直流電源３に流れる電流（バッテリ電流Ｉｂａｔ）と直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）に基づく充電電力（バッテリ電力Ｐｂａｔ）が一定となるように定電力充電制御を実行する（第１フェーズＰＨ１）。また、制御装置８は、定電力充電制御においては、直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）が上昇することに応じて、直流リンクコンデンサの６端子電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が上昇するように可変直流電圧制御を実行する。

【0038】

また、制御装置８は、充電制御として、バッテリ電圧Ｖｂａｔが切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓに達した後、満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆに達するまで、或いはバッテリ電流Ｉｂａｔが予め規定された値まで減少するまで、或いは、ＳＯＣが予め規定された値（例えば９８～１００％など）まで上昇するまで、バッテリ電圧Ｖｂａｔが上昇することに応じてバッテリ電力Ｐｂａｔが小さくなるように、バッテリ電力Ｐｂａｔを次第に減少させる可変電力充電制御を実行する。好ましくは、制御装置８は、可変電力充電制御において、バッテリ電力Ｐｂａｔがゼロになるまで減少させる、或いはバッテリ電流Ｉｂａｔがゼロになるまで減少させる。

【0039】

尚、直流電源３が満充電状態の場合の直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）である満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆは「第１電圧」に相当し、切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓは「第１電圧」よりも低く予め設定された電圧である「第２電圧」に相当する。また、「第２電圧」よりも低く、充電が開始される際のバッテリ電圧Ｖｂａｔである充電開始電圧Ｖｂａｔ＿ｅは、「第３電圧」と称することもできる。満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆ及び切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓは、直流電源３の仕様に応じて予め規定された電圧値である。一方、充電開始電圧Ｖｂａｔ＿ｅは、充電を行う際の任意の値であり、変動する値であって予め規定された電圧値ではない。

【0040】

充電電力（バッテリ電力Ｐｂａｔ）を一定にしたまま充電制御を継続すると、直流電源３の端子電圧（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）が第１電圧（満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆ）に近づいても同じ電力で充電され、直流電源３に電流が供給され続けて過充電を招く恐れがある。直流電源３の端子電圧が第２電圧（切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓ）に達した後、可変電力充電制御が実行されることにより、そのような過充電を抑制し易い。

【0041】

尚、制御装置８は、充電制御として、バッテリ電圧Ｖｂａｔが切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓに達した後、満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆに達するまで、或いはバッテリ電流Ｉｂａｔが予め規定された値まで減少するまで、或いは、ＳＯＣが予め規定された値（例えば９８～１００％など）まで上昇するまで、可変電力充電制御ではなく、図５を参照して上述したような定電圧充電制御を実行してもよい。

【0042】

図４に示すように、本実施形態の充電制御では、直流電源３の充電状態（ＳＯＣ）が低い場合には、バッテリ電力Ｐｂａｔが一定となるように、定電力充電制御が実行される。図４において、第１フェーズＰＨ１が、定電電力充電制御が実行される期間に相当する。バッテリ電力Ｐｂａｔは、バッテリ電流Ｉｂａｔとバッテリ電圧Ｖｂａｔとの積である。充電制御の開始直後は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低い電圧であるから、定電流充電制御におけるバッテリ電流Ｉｂａｔに比べて大きい電流値のバッテリ電流Ｉｂａｔを流して直流電源３を充電することができる。上述したように、充電の進行に伴ってバッテリ電圧Ｖｂａｔは上昇するから、バッテリ電力Ｐｂａｔを一定とすると、バッテリ電流Ｉｂａｔは充電制御に伴って減少していく。また、上述したように、定電力充電制御が実行される際には、並行してバッテリ電圧Ｖｂａｔが上昇することに応じて、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇するように可変直流電圧制御も実行されている。直流リンク電圧Ｖｄｃは、バッテリ電圧Ｖｂａｔと平行するように、バッテリ電圧Ｖｂａｔよりも概ね一定の差電圧分高い電圧となるように制御される。

【0043】

ＳＯＣが予め規定された値（例えば８０～９０％など）まで上昇すると、或いはバッテリ電圧Ｖｂａｔが予め設定された値（切替電圧Ｖｂａｔ＿ｓ）まで上昇すると、定電力充電制御から可変電力充電制御に制御方法が切り替えられる。図４では、第２フェーズＰＨ２が、可変電力充電制御が実行される期間に相当する。可変電力充電制御では、可変直流電圧制御は実行されず、直流リンク電圧Ｖｄｃは、ほぼ一定の電圧に維持される。従って、可変電力充電制御では、概ね直流電源３に印加される電圧が一定に保たれながら充電が継続される。バッテリ電圧Ｖｂａｔは上昇速度を鈍化させながら上昇する。バッテリ電流Ｉｂａｔは、バッテリ電圧Ｖｂａｔよりも高い変化率で減少し、バッテリ電力Ｐｂａｔも減少する。バッテリ電圧Ｖｂａｔが予め規定された値（例えば、満充電電圧Ｖｂａｔ＿ｆ）まで上昇した場合、或いはバッテリ電流Ｉｂａｔが予め規定された値（ゼロ或いはゼロの近傍）まで減少した場合、或いはバッテリ電力Ｐｂａｔが予め規定された値（ゼロ或いはゼロの近傍）まで減少した場合、或いはＳＯＣが予め規定された値（例えば９８～１００％など）まで上昇した場合に、可変電力充電制御が終了し、充電制御も終了する。

【0044】

以下、定電力充電制御、可変電力充電制御、可変直流電圧制御を実現するための制御装置８における制御形態について説明する。図６は、交流直流コンバータ１（フロントコンバータ）を制御するフロントエンド制御部８１０の模式的制御ブロック図を示し、図７は、直流直流コンバータ２（バックコンバータ）を制御するバックエンド制御部８２０の模式的制御ブロック図を示している。

【0045】

図６において、“グリッド電圧Ｖｇｒｉｄ”は、“Ｖｓｉｎωｔ”で示される、外部交流電源４から入力される交流電圧である。ここで“ω”は角速度、“ｔ”は時間である。尚、ここでは制御装置８が、ｄｐ軸ベクトル座標系におけるベクトル制御ではなく、正弦波制御を行う場合を例示している。ベクトル制御の場合には、グリッド電圧Ｖｇｒｉｄは、“Ｖｃｏｓωｔ”で示される。また、“グリッド電流Ｉｇｒｉｄ”は、外部交流電源４から入力される交流電流である。“Ｖ^＊ｄｃ”は直流リンク電圧Ｖｄｃの指令値である。上述した可変直流電圧制御では、直流リンク電圧Ｖｄｃの値が可変制御される。直流リンク電圧Ｖｄｃは、図３からも明らかなように、交流直流コンバータ１から出力される電圧であるから、交流直流コンバータ１は、直流リンク電圧指令Ｖ^＊ｄｃに基づいて制御装置８により制御される。

【0046】

図６に示すように、フロントエンド制御部８１０は、グリッド電流指令演算部８１５と、フロントエンドフィードバック演算部８１１と、フロントエンドフィードフォワード演算部８１２と、フロントエンドパルス生成部８１３と、グリッド電圧検出部８１９とを備えている。フロントエンド制御部８１０は、上述したグリッド電流センサ４１、グリッド電圧センサ４２、直流リンク電圧センサ６１等により検出された情報を用いて演算を実行する。

【0047】

グリッド電圧検出部８１９は、後段の制御ブロックにおいて用いるために、グリッド電圧Ｖｇｒｉｄから、ピーク電圧（グリッド電圧波高値Ｖｇｒｉｄ＿ｐｋ）、角速度ω、波形“ｓｉｎωｔ”を検出する。本実施形態では、グリッド電圧検出部８１９が位相同期回路（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を用いて構成されている形態を例示している。上述したように、ベクトル制御の場合には、波形として“ｃｏｓωｔ”が検出される。

【0048】

グリッド電流指令演算部８１５は、直流リンク電圧Ｖｄｃと直流リンク電圧指令Ｖ^＊ｄｃとの偏差に基づいて比例積分制御（ＰＩ制御）を行って電力値を演算すると共に、当該電力値とグリッド電圧Ｖｇｒｉｄとに基づいてグリッド電流指令Ｉ^＊ｇｒｉｄを演算する。図６に示すように、グリッド電圧Ｖｇｒｉｄをグリッド電圧Ｖｇｒｉｄの実効値（グリッド電圧実効値Ｖｇｒｉｄ＿ｒｍｓ）の２乗で除した値と、直流リンク電圧Ｖｄｃの偏差に基づくＰＩ制御の演算結果との積が、グリッド電流指令Ｉ^＊ｇｒｉｄとなる。

【0049】

フロントエンドフィードバック演算部８１１は、グリッド電流Ｉｇｒｉｄと、グリッド電流指令Ｉ^＊ｇｒｉｄとの偏差に基づいて比例積分制御（ＰＩ制御）を行ってフロントエンドフィードバック電圧指令Ｖｆｅ＿ｆｂ０を演算する。また、フロントエンドフィードバック演算部８１１は、フロントエンドフィードバック電圧指令Ｖｆｅ＿ｆｂ０を、直流リンク電圧Ｖｄｃで除することによって、フロントエンドフィードバックデューティＶｆｅ＿ｆｂを演算する。

【0050】

フロントエンドフィードフォワード演算部８１２は、フロントエンドフィードフォワードデューティＶｆｅ＿ｆｆを演算する。ここでは、正弦波状の電圧指令を生成するため、波の大きさ（振幅或いは波高値）及び位相が演算される。電圧指令の大きさは、入力電圧と出力電圧との比率（入力電圧Ｖｉｎ／出力電圧Ｖｏｕｔ）で定義され、グリッド電圧波高値Ｖｇｒｉｄ＿ｐｋを直流リンク電圧指令Ｖ^＊ｄｃで除することによって演算される。位相は、グリッド電圧Ｖｇｒｉｄの位相“ωｔ”、インダクタＬ１による位相遅れ（“θ１”とする）、グリッド電流制御の遅れに伴う位相遅れ（“θ２”とする）、の３要素を考慮して決定される。尚、グリッド電流制御の遅れとは、グリッド電流Ｉｇｒｉｄが検出されてから制御装置８の１つの制御周期においてグリッド電流指令Ｉ^＊ｇｒｉｄが演算され、次の制御周期において算出された電圧指令により交流直流コンバータ１が制御されることに伴う遅れ時間に相当する。

【0051】

インダクタＬ１による位相遅れ“θ１”は、インダクタＬ１のインダクタンスを“Ｌ”として、下記式で表される。尚、“Ｉ^＊ｇｒｉｄ＿ｐｋ”は、グリッド電流指令波高値である。

【0052】

θ１＝－Ｉ^＊ｇｒｉｄ＿ｐｋ・（ωＬ／Ｖｇｒｉｄ＿ｐｋ）

【0053】

グリッド電流制御の遅れに伴う位相遅れ“θ２”は、電圧指令の算出に制御周期の１周期分の遅れが生じることから、１．５周期分に相当する位相として下記のように算出される。ここで、１．５周期分の補正を実施することで、制御演算結果が反映される１周期先のキャリア周期全体における平均電圧を補正することが可能となる。

【0054】

θ２＝ω・（グリッド電流制御１．５周期の時間／１［ｓ］）

【0055】

これらに基づき、正弦波状のフロントエンドフィードフォワード電圧指令Ｖｆｅ＿ｆｆ０が、以下のように定義される。

【0056】

Ｖｆｅ＿ｆｆ０＝１－（Ｖｇｒｉｄ＿ｐｋ／Ｖ^＊ｄｃ）ｓｉｎ（ωｔ－θ１＋θ２）

【0057】

通常の正弦波は、ゼロを振幅中心として正負の値を有するため、シフト処理等、正のデジタル値でパルスを生成するための公知の変換処理等が実施される。尚、上述した演算例では、フロントエンドフィードフォワード電圧指令Ｖｆｅ＿ｆｆ０は、負の値がないようにオフセットされた状態で算出されているので振幅を調整するのみでよい。図６のフロントエンドフィードフォワード演算部８１２における「１／２」の制御器は振幅調整器であり、当該振幅調整器を経てフロントエンドフィードフォワードデューティＶｆｅ＿ｆｆが生成される

【0058】

Ｖｆｅ＿ｆｆ＝Ｖｆｅ＿ｆｆ０／２

【0059】

フロントエンドパルス生成部８１３は、フロントエンドフィードバックデューティＶｆｅ＿ｆｂとフロントエンドフィードフォワードデューティＶｆｅ＿ｆｆとを加算して得られる最終的なデューティ（フロントエンドデューティＶｆｅ）に基づいて、交流直流コンバータ１を構成するスイッチング素子１Ｓをスイッチング制御するパルス（パルス幅変調用パルス）を生成する。フロントエンドデューティＶｆｅは、下記のように求められる。

【0060】

Ｖｆｅ＝Ｖｆｅ＿ｆｂ＋Ｖｆｅ＿ｆｆ

【0061】

このフロントエンドデューティＶｆｅは、パルス幅変調制御におけるデューティに相当する。最終的なスイッチングパルスは、キャリア波（フロントエンドキャリアＣＡ＿ｆｅ）とフロントエンドデューティＶｆｅとに基づく公知の演算によって生成されるため、詳細な説明は省略する。

【0062】

尚、ここでは、理解を容易にするために、正弦波制御による形態を例示して説明した。しかし、ｄｑ軸ベクトル座標系において演算が実行されるように、フロントエンド制御部８１０を構築することも可能である。当業者であれば、図６の制御ブロック図から容易に置換が可能であるから、ここでは詳細な説明は省略する。

【0063】

図７において、“Ｉａ”は複数相のコイル７を流れる電流の総和である“コイル電流”を示している。本実施形態では、３相のコイル７を備えており、図３に例示する形態では、コイル電流Ｉａは、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの総和となる。“Ｐ^＊ｂａｔ”は、定電力充電制御におけるバッテリ電力Ｐｂａｔの指令値（バッテリ電力指令）である。“Ｖ^＊ｂａｔ”はバッテリ電圧Ｖｂａｔの指令値（バッテリ電圧指令）である。

【0064】

図７に示すように、バックエンド制御部８２０は、バックエンドフィードバック演算部８２１と、バックエンドフィードフォワード演算部８２２と、バックエンドパルス生成部８２３とを備えている。バックエンド制御部８２０は、上述したモータ電流センサ８１、バッテリ電流センサ３１、バッテリ電圧センサ３２、直流リンク電圧センサ６１等により検出された情報を用いて演算を実行する。尚、バッテリ電力Ｐｂａｔについては、バッテリ電流Ｉｂａｔとバッテリ電圧Ｖｂａｔとの積によって求めることができる。

【0065】

バックエンドフィードバック演算部８２１は、バッテリ電力指令Ｐ^＊ｂａｔをバッテリ電圧Ｖｂａｔで除して得られるバッテリ電流指令（Ｉ^＊ｂａｔ）と、直流電源３に流す電流（バッテリ電流Ｉｂａｔ）に相当するコイル電流Ｉａとの偏差に基づいて比例積分制御（ＰＩ制御）を行ってバックエンドフィードバック電圧指令Ｖｂｅ＿ｆｂ０を演算する。また、バックエンドフィードバック演算部８２１は、バックエンドフィードバック電圧指令Ｖｂｅ＿ｆｂ０を、直流リンク電圧Ｖｄｃで除することによって、バックエンドフィードバックデューティＶｂｅ＿ｆｂを演算する。

【0066】

バックエンドフィードフォワード演算部８２２は、バックエンドフィードフォワードデューティＶｂｅ＿ｆｆを演算する。バックエンドフィードフォワードデューティＶｂｅ＿ｆｆは、入力電圧と出力電圧との比率（入力電圧Ｖｉｎ／出力電圧Ｖｏｕｔ）で定義され、バックエンドフィードフォワード演算部８２２は、バッテリ電圧指令Ｖ^＊ｂａｔを直流リンク電圧Ｖｄｃで除することによってバックエンドフィードフォワードデューティＶｂｅ＿ｆｆを演算する。

【0067】

バックエンドパルス生成部８２３は、バックエンドフィードバックデューティＶｂｅ＿ｆｂとバックエンドフィードフォワードデューティＶｂｅ＿ｆｆとの和であるバックエンドデューティＶｂｅに基づいて、直流直流コンバータ２を構成するスイッチング素子であるインバータ５のスイッチング素子５Ｓをスイッチング制御するパルス（パルス幅変調用パルス）を生成する。バックエンドデューティＶｂｅは、パルス幅変調制御におけるデューティに相当する。最終的なスイッチングパルスは、キャリア波（バックエンドキャリアＣＡ＿ｂｅ）とバックエンドデューティＶｂｅとに基づく公知の演算によって生成されるため、詳細な説明は省略する。

【0068】

尚、図３に示すように、直流直流コンバータ２がインバータ５を利用して構成されている場合、制御対象のスイッチング素子５Ｓは６つ存在する。しかし、上述したように、直流電源３の正極にコイル７の中性点７Ｎが接続されていることから、インバータ５の３相のアームは１つのアームとして考えることができる。従って、各相の上段側のスイッチング素子５Ｓを同じスイッチングパルスで制御し、下段側のスイッチング素子５Ｓを同じスイッチングパルスで制御することができる。

【0069】

図３を参照して上述したように、車載充電装置１０は、交流直流コンバータ１の交流側端子Ｔ１ａと、外部交流電源４とを選択的に接続する（交流側端子Ｔ１ａと外部交流電源４とを断接する）フロントエンドコンタクタ１１を備えている。車載充電装置１０は、直流電源３に対してインバータ５の直流側端子である直流リンク端子Ｔ５ｄと中性点７Ｎとを選択的に接続するバッテリコンタクタ１２を備えている。充電制御を実行する場合、制御装置８は、フロントエンドコンタクタ１１を閉成させると共に、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとが接続されるように、バッテリコンタクタ１２を制御する。このとき、例えば車両が長時間停車状態であったような場合には、直流リンクコンデンサ６が放電して、直流リンク電圧Ｖｄｃがほぼゼロとなっている。ここで、充電制御が開始された場合、過渡的に大きな電流が流れ込んで、直流リンクコンデンサ６を充電することになる。図３に例示するような構成の場合、交流直流コンバータ１は充電にしか用いられないため、交流直流コンバータ１を構成するスイッチング素子１Ｓには、回転電機７０を駆動するような大電流を許容できるような性能は求められない。即ち、直流リンクコンデンサ６を充電するための過渡的な電流が、このような電流耐性が高くない素子に流れることは好ましくない。

【0070】

このため、本実施形態では、制御装置８は、充電制御の実行前に、直流リンクコンデンサ６を充電するプリチャージ制御を実行する。

【0071】

平滑コンデンサ（ここでは直流リンクコンデンサ６）に蓄えられた電荷は、電荷の供給元と平滑コンデンサとの電気的接続が遮断された後、放電によって次第に減少する。平滑コンデンサがほぼ完全に放電した状態から、充電制御が開始されると、平滑コンデンサが急速に充電されることになる。つまり、充電制御の開始時に電荷の供給元から平滑コンデンサへの経路には過渡的に大きな電流が流れることになる。充電制御の実行中に当該経路を流れる定常的な電流はそのような過渡的な電流に比べて遙かに小さいことから、このような過渡的な電流に備えて当該経路に流すことのできる電流の許容値を高くするなどの対策が必要となり装置規模の増大を招く可能性もある。充電制御に先だって平滑コンデンサを充電するプリチャージ制御が実行されると、充電制御の開始に伴って大きな過渡的な電流が流れることを抑制することができ、車載充電装置１０を簡素に構成し易い。

【0072】

上述したように、制御装置８は、充電制御の実行前に、直流リンクコンデンサ６を充電するプリチャージ制御を実行する。この際、制御装置８は、充電制御の実行時に直流リンクコンデンサ６に電荷を供給する経路とは異なる経路で直流リンクコンデンサ６に電荷が供給されるようにプリチャージ制御を実行すると好適である。

【0073】

上述したように、車載充電装置１０は、直流電源３に対してインバータ５の直流側端子である直流リンク端子Ｔ５ｄと直流直流コンバータ２の第２端子Ｔ２２とを選択的に接続するコンタクタであるバッテリコンタクタ１２を備えている。制御装置８は、プリチャージ制御では、直流電源３と直流リンク端子Ｔ５ｄとが接続されるようにバッテリコンタクタ１２を制御し、充電制御では、直流電源３と直流直流コンバータ２の第２端子Ｔ２２とが接続されるようにバッテリコンタクタ１２を制御する。尚、プリチャージ制御の実行中には、フロントエンドコンタクタ１１は、開放状態に制御されている。

【0074】

図８に示すように、プリチャージ制御において、直流電源３と直流リンク端子Ｔ５ｄとが接続されるようにバッテリコンタクタ１２が制御されると、直流電源３と直流リンクコンデンサ６とが直接接続され、直流電源３により直流リンクコンデンサ６が充電される。この経路には、スイッチング素子等の素子が介在していないため、安全且つ迅速に直流リンクコンデンサ６を充電することができる。尚、直流電源３は、充電制御が必要な程度にＳＯＣが低下している状態ではあるが、直流リンクコンデンサ６を充電する程度の電荷は残っていることが多い。従って、適切に直流リンクコンデンサ６を充電することができる。

【0075】

平滑コンデンサ（ここでは直流リンクコンデンサ６）は、交流直流コンバータ１と直流直流コンバータ２との間に配置され、インバータ５の直流側端子（直流リンク端子Ｔ５ｄ）の正負両極間に接続されている。コンタクタ（バッテリコンタクタ１２）により、直流電源３とインバータ５の直流側端子とが接続されることで、プリチャージ制御において、直流電源３から直接に平滑コンデンサに電荷を供給することができる。直流電源３から平滑コンデンサへの経路には、スイッチング素子など、流すことが可能な電流の大きさを考慮する必要のある部品が配置されていないため、簡単な構成で安全且つ迅速に平滑コンデンサを充電することができる。

【0076】

ここで、プリチャージ制御を含む統合充電制御の開始時のシーケンスであるスタートシーケンスの一例について説明する。統合充電制御とは、プリチャージ制御と充電制御とを合わせた制御である。統合充電制御の開始前には、バッテリコンタクタ１２、フロントエンドコンタクタ１１、交流直流コンバータ１の全てのスイッチング素子１Ｓ、直流直流コンバータ２の全てのスイッチング素子２Ｓはオフ状態である。制御装置８は、統合充電制御を開始すると、まずバッテリコンタクタ１２のバッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとが閉成されるように制御する。これにより、図８に示すように、直流電源３により直流リンクコンデンサ６が充電される。直流電源３のＳＯＣが低い場合、直流リンク電圧Ｖｄｃは、満充電時のバッテリ電圧Ｖｂａｔよりも低い電圧まで上昇する。制御装置８は、例えば、直流リンク電圧センサ６１の検出結果に基づいて、直流リンク電圧Ｖｄｃがバッテリ電圧Ｖｂａｔに達して電圧が上昇しなくなったことにより、プリチャージ制御の終了を判定することができる。

【0077】

次に制御装置８は、充電制御を開始する。具体的には、制御装置８は、フロントエンドコンタクタ１１及びバッテリコンタクタ１２を制御して、フロントエンドコンタクタ第１接点１１ａとフロントエンドコンタクタ第２接点１１ｂとを接続させると共に、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとを接続させる。制御装置８は、フロントエンドコンタクタ１１及びバッテリコンタクタ１２を同じタイミングで制御しても良いし、順番に制御してもよい。制御装置８が順番に制御する場合、何れのコンタクタを先に制御してもよい。ところで、バッテリコンタクタ１２は、バッテリコンタクタ第２接点１２ｂ及びバッテリコンタクタ第３接点１２ｃが、バッテリコンタクタ第１接点１２ａに対して排他的に接続される。従って、制御装置８は、プリチャージ制御に続いてバッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとを接続させる際には、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとの接続を開放すると共に、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとを接続させる。また、上述したように、制御装置８は、直流リンク電圧Ｖｄｃがバッテリ電圧Ｖｂａｔに達して電圧が上昇しなくなったことにより、プリチャージ制御の終了を判定し、予めバッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとの接続を開放し、バッテリコンタクタ１２の全ての接点を開放状態に制御しておいてもよい。

【0078】

制御装置８は、フロントエンドコンタクタ第１接点１１ａとフロントエンドコンタクタ第２接点１１ｂとを接続させ、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとを接続させた後、交流直流コンバータ１のスイッチング制御を開始する。外部交流電源４から交流直流コンバータ１を介して供給される電力によって、直流リンク電圧Ｖｄｃはバッテリ電圧Ｖｂａｔから充電制御における直流リンク電圧Ｖｄｃの目標電圧まで上昇する。制御装置８は、直流リンク電圧センサ６１の検出結果に基づいて、直流リンク電圧Ｖｄｃが、当該目標電圧に達したと判定すると、直流直流コンバータ２のスイッチング制御を開始する。

【0079】

図９及び図１０は、比較例として図８とは異なる経路を通って直流リンクコンデンサ６が充電される場合を例示している。図９の例では、フロントエンドコンタクタ１１が閉成され、バッテリコンタクタ１２は何れの接点も開放されている。この場合、交流直流コンバータ１のスイッチング素子１Ｓに備えられたフリーホイールダイオードにより、交流直流コンバータ１がダイオード全波整流回路として機能する。その結果、外部交流電源４からスイッチング素子１Ｓ（フリーホイールダイオード）を通って直流リンクコンデンサ６に過渡的な充電電流が流れる。

【0080】

交流直流コンバータ１は、直流電源３の充電のみに使用されるため、回転電機７０を駆動するインバータ５に比べて流すことが可能な電流の値が小さいスイッチング素子で構成される。このため、過渡的であってもそのような電流が流れることは好ましくはない。但し、部品コストは増加するが、流すことが可能な電流の値が大きいスイッチング素子を用いて交流直流コンバータ１を構成することにより、図９に例示するような経路を形成させてプリチャージ制御が行われることを妨げるものではない。また、図９に例示する経路での直流リンクコンデンサ６の充電が許容されるように交流直流コンバータ１が構成されている場合には、制御装置８は、プリチャージ制御を実行することなく充電制御を実行してもよい。

【0081】

図１０の例では、フロントエンドコンタクタ１１が開放され、バッテリコンタクタ１２は充電制御が実行される場合と同様にバッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第２接点１２ｂとが接続されている。この場合、直流直流コンバータ２を構成するインバータ５のスイッチング素子５Ｓに備えられたフリーホイールダイオードを通って直流リンクコンデンサ６に過渡的な充電電流が流れる。インバータ５のスイッチング素子５Ｓは、回転電機７０を駆動するため、流すことが可能な電流の値が大きい。従って、電流の大きさの観点からは、この経路で直流リンクコンデンサ６を充電することが可能と考えられる。しかし、発明者らによるシミュレーションによれば、プリチャージ制御の開始時にコイル電流Ｉａや、直流リンク電圧Ｖｄｃが大きく振動し、ピーク値が高くなることが観測された。従って、図１０に示すような直流直流コンバータ２を経由したプリチャージ制御に比べて、図８に示すように、直流直流コンバータ２を経由することなく、直流電源３と直流リンクコンデンサ６を直接接続してプリチャージ制御が好ましい。

【0082】

上述したような充電制御（定電力充電制御、可変電力充電制御、可変直流電圧制御、プリチャージ制御）は、図３を参照して上述した形態の回路構成を有する第１の例の車載充電装置１０に限らず、図１１に示すような形態の回路構成を有する第２の例の車載充電装置１０でも実施することができる。

【0083】

図１１に示す第２の例の車載充電装置１０では、交流直流コンバータ１に、回転電機７０の駆動系回路（インバータ５、コイル７）が共用されている。この交流直流コンバータ１は、インバータ５と、複数相のコイル７と、インバータ５に並列に接続された単相アーム１５と、インダクタＬ１とを備えて構成されている。複数相のコイル７の中性点７Ｎと単相アーム１５の中点との間に、インダクタＬ１と外部交流電源４とが直列に接続されている。インバータ５を構成する３相のアームは、並列接続されて見かけ上１つのアームを構成しており、単相アーム１５と共に、フルブリッジ回路を形成している。尚、インバータ５を構成するスイッチング素子５Ｓと、単相アーム１５のスイッチング素子１５Ｓとは、電気的な仕様が同等の素子である。尚、インダクタＬ１は、外部交流電源４に接続される配置が同じであるため、図３に示す第１の例と同一符号で示しており、回路定数が同じであることを意味するものではない。

【0084】

第２の例の車載充電装置１０の直流直流コンバータ２は、回転電機７０の駆動系回路を共用することなく独立して形成されている。この直流直流コンバータ２は、相補的にスイッチング制御されるようにスイッチング素子が直列接続されたアームと、当該アームの中点に接続されたバックエンドインダクタＬ２と、直流電源３に並列に接続された出力用平滑コンデンサＣ２とを備えて降圧型の直流直流変換回路として構成されている。尚、直流直流コンバータ２は昇圧型コンバータとして構成されていてもよいし、昇降圧型コンバータとして構成されていてもよい。

【0085】

第２の例の車載充電装置１０は、第１の例の車載充電装置１０と同様のフロントエンドコンタクタ１１及びバッテリコンタクタ１２を備えている。接続形態や開閉制御については、第１の例の車載充電装置１０と同様であるから説明は省略する。また、第２の例の車載充電装置１０は、選択的に、交流直流コンバータ１（インバータ５）と直流電源３とを接続する、或いは、交流直流コンバータ１（インバータ５）と直流直流コンバータ２とを接続するバックエンドコンタクタ１３も備えている。バックエンドコンタクタ１３は、交流直流コンバータ１（インバータ５）の正極に接続されたバックエンドコンタクタ第１接点１３ａと、直流直流コンバータ２の入力側の正極に接続されたバックエンドコンタクタ第２接点１３ｂと、バッテリコンタクタ第３接点１２ｃに接続されて選択的に直流電源３の正極に接続されるバックエンドコンタクタ第３接点１３ｃとを備えている。バックエンドコンタクタ第１接点１３ａとバックエンドコンタクタ第２接点１３ｂとが接続されると、交流直流コンバータ１（インバータ５）と直流直流コンバータ２とが接続される。

【0086】

インバータ５が回転電機７０の駆動制御に用いられる場合には、図３を参照して上述したように、バッテリコンタクタ第１接点１２ａとバッテリコンタクタ第３接点１２ｃとが接続される。この状態において、バックエンドコンタクタ第１接点１３ａとバックエンドコンタクタ第３接点１３ｃとが接続されると、インバータ５と直流電源３とが、バックエンドコンタクタ１３及びバッテリコンタクタ１２を介して接続される。

【0087】

この車載充電装置１０のように、中性点７Ｎに単相の外部交流電源４が接続される形態の場合、３相のコイル７には、同じ電流が流れる。その結果、磁気飽和等により、コイル７におけるインダクタンスが小さくなり、外部交流電源４の系統電流の高調波電流や、直流変換後のリップル電流のピーク値が大きくなることが考えられる。このため、第２の例の車載充電装置１０では、外部交流電源４と複数相のコイル７の中性点７Ｎとの間に、インダクタＬ１を追加して必要なインダクタンスを確保している。

【0088】

この第２の例の車載充電装置１０も、図６及び図７を参照して上述したような制御形態により、交流直流コンバータ１及び直流直流コンバータ２が制御される。回路構成が異なるため、相違点は存在するが、当業者であれば適宜置換が可能であるから、詳細な説明は省略する。

【符号の説明】

【0089】

１：交流直流コンバータ、２：直流直流コンバータ、３：直流電源、４：外部交流電源、５：インバータ、６：直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ）、７：コイル、７Ｎ：中性点、８：制御装置、９：車両用駆動装置、１０：車載充電装置、１２：バッテリコンタクタ（コンタクタ）、７０：回転電機、Ｐｂａｔ：バッテリ電力（充電電力）、Ｔ１ａ：交流側端子、Ｔ１ｄ：直流側端子、Ｔ２１：第１端子、Ｔ２２：第２端子、Ｔ５ｄ：直流リンク端子（インバータの直流側端子）、Ｖｂａｔ：バッテリ電圧（直流電源の端子電圧）、Ｖｂａｔ＿ｆ：満充電電圧（第１電圧）、Ｖｂａｔ＿ｓ：切替電圧（第２電圧）、Ｖｄｃ：直流リンク電圧（平滑コンデンサの端子電圧）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】