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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024121158
(43)【公開日】2024-09-06
(54)【発明の名称】充電器
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20240830BHJP
H02M 3/28 20060101ALI20240830BHJP
H02J 7/00 20060101ALI20240830BHJP
H02M 3/155 20060101ALI20240830BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 Q
H02M3/28 H
H02J7/00 A
H02M3/155 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023028106
(22)【出願日】2023-02-27
(71)【出願人】
【識別番号】000006895
【氏名又は名称】矢崎総業株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】514007047
【氏名又は名称】長岡パワーエレクトロニクス株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】504196300
【氏名又は名称】国立大学法人東京海洋大学
(74)【代理人】
【識別番号】100134832
【弁理士】
【氏名又は名称】瀧野 文雄
(74)【代理人】
【識別番号】100165308
【弁理士】
【氏名又は名称】津田 俊明
(74)【代理人】
【識別番号】100115048
【弁理士】
【氏名又は名称】福田 康弘
(72)【発明者】
【氏名】權藤 涼
(72)【発明者】
【氏名】榎本 倫人
(72)【発明者】
【氏名】前▲崎▼ 大輔
(72)【発明者】
【氏名】大沼 喜也
(72)【発明者】
【氏名】宅間 春介
(72)【発明者】
【氏名】米田 昇平
【テーマコード（参考）】
5G503
5H006
5H730
【Ｆターム（参考）】
5G503AA01
5G503BA01
5G503BB01
5G503GB04
5H006AA01
5H006AA02
5H006CA02
5H006CB01
5H006CC08
5H006DA04
5H006DB01
5H730AA02
5H730AA15
5H730AA18
5H730AS01
5H730AS17
5H730BB27
5H730BB66
5H730CC01
5H730DD04
5H730DD16
5H730DD41
5H730EE07
5H730EE13
5H730FG01
(57)【要約】
【課題】電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１より小さいならば、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期のすべての期間、不連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第２の電力値ＰＯ２以上ならば、交流電圧ｖＳの一周期のすべての期間、連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御する。
【選択図】図１２
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１より小さいならば、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期のすべての期間、不連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第２の電力値ＰＯ２以上ならば、交流電圧ｖＳの一周期のすべての期間、連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御する。
【選択図】図１２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御部は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第１の電力値より小さいならば、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のすべての期間、不連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御し、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第２の電力値以上ならば、前記交流電圧の一周期のすべての期間、連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御する、充電器。
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御部は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第１の電力値より小さいならば、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のすべての期間、不連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御し、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第２の電力値以上ならば、前記交流電圧の一周期のすべての期間、連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御する、充電器。
【請求項2】
前記制御部は、
前記不連続電流モードにおいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させず、
前記連続電流モードにおいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる、請求項１に記載の充電器。
前記不連続電流モードにおいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させず、
前記連続電流モードにおいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる、請求項１に記載の充電器。
【請求項3】
前記第１の電力値は、前記第２の電力値と異なる値であり、
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が前記第１の電力値以上であり、かつ前記第２の電力値より小さいならば、
前記交流電圧の一周期のうちの第１の期間に、前記連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御し、
前記交流電圧の一周期のうちの前記第１の期間以外の期間に、前記不連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御する、請求項１または２に記載の充電器。
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が前記第１の電力値以上であり、かつ前記第２の電力値より小さいならば、
前記交流電圧の一周期のうちの第１の期間に、前記連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御し、
前記交流電圧の一周期のうちの前記第１の期間以外の期間に、前記不連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御する、請求項１または２に記載の充電器。
【請求項4】
前記制御部は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタの動作波形が方形波形により近似可能な動作波形になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御し、
前記連続電流モードにおいて、前記スイッチング周波数の最小値が第１の周波数値になるように、前記方形波形の波高値の指定値を制御する、請求項３に記載の充電器。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタの動作波形が方形波形により近似可能な動作波形になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御し、
前記連続電流モードにおいて、前記スイッチング周波数の最小値が第１の周波数値になるように、前記方形波形の波高値の指定値を制御する、請求項３に記載の充電器。
【請求項5】
前記制御部は、前記スイッチング周波数の最大値が前記第１の周波数値より大きい第２の周波数値以下になるように、前記第１の期間を設定する、請求項４に記載の充電器。
【請求項6】
前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のうちの前記第１の期間以外の期間の前記スイッチング周波数は、前記第１の周波数値である、請求項５に記載の充電器。
【請求項7】
前記スイッチング周波数の最大値は、前記第２の周波数値であり、
前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のうちの前記第１の期間以外の期間の前記スイッチング周波数は、前記第２の周波数値である、請求項５に記載の充電器。
前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のうちの前記第１の期間以外の期間の前記スイッチング周波数は、前記第２の周波数値である、請求項５に記載の充電器。
【請求項8】
前記第１の電力値は、前記スイッチング周波数の変化率がゼロになるタイミングのスイッチング周波数が前記第２の周波数値以下になるように設定される、請求項５に記載の充電器。
【請求項9】
前記第２の電力値は、前記交流電圧の一周期のすべての期間を前記連続電流モードにより前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御したときの前記スイッチング周波数の最大値が前記第２の周波数値以下になるように設定される、請求項８に記載の充電器。
【請求項10】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである、請求項１に記載の充電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、充電器に関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車向け充電器として，種々の絶縁形単相ＡＣ／ＤＣコンバータが検討されている。一般的には、電気自動車向け充電器として、力率改善（Ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ））回路付きのダイオード整流器、直流リンク部の大容量コンデンサ、高周波絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータからなる回路構成が用いられる。直流リンク部の大容量コンデンサは単相交流電源による電力の脈動を吸収するだけの容量が必要であり、このような回路構成では、小型化が困難であった。
【0003】
電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器として、特許文献１、非特許文献１には、Ｄｕａｌ－Ａｃｔｉｖｅ－Ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータに電力脈動吸収用のアクティブバッファを付加した充電器とその制御が開示されている。
【0004】
特許文献１、非特許文献１に開示された制御（不連続電流モード）では、ＤＡＢコンバータのすべてのスイッチがオフになる期間（零電流期間）がある。このため、スイッチング回数が多く、スイッチング損失が大きくなる。また、この零電流期間では、すべてのスイッチがオフになるため、ＤＡＢコンバータのインダクタＬを流れる電流はゼロになるはずであるが、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～Ｓ２８の寄生容量との間の共振が生じる。このため、零電流期間後のスイッチングがハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。
【0005】
そこで、非特許文献２、３には、零電流期間が存在しない制御（連続電流モード）が開示されている。連続電流モードでは、零電流期間がゼロになるように、交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆＳＷを変化させることにより、インダクタＬの電流と電圧の振動を除去し、零電流期間後のハードスイッチングを避け、充電器を高効率に制御することを可能にしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０２２－３４８２０号公報
【非特許文献】
【0007】
【非特許文献1】米田昇平, 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの検討」, 半導体電力変換研究会資料, 2021, SPC-21-003, pp. 13-18
【非特許文献2】米田昇平, 宅間春介, 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの可変周波数制御の検討」, 2021年電気学会産業応用部門大会講演論文集, 2021, Vol. 1, No. 30, pp. 13-18
【非特許文献3】S. Komeda, S. Takuma and Y. Ohnuma, "A Variable Switching Frequency Control Method for a Dual-Active-Bridge Single-Phase AC-DC Converter with an Active Energy Buffer," 2022 International Power Electronics Conference (IPEC-Himeji 2022- ECCE Asia), 2022, pp. 1185-1190
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
図６、７は、連続電流モードにおけるスイッチング周波数ｆＳＷの変化を示す図である。図６、７には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値が１ｋＷ、３ｋＷ、７ｋＷであるときのスイッチング周波数ｆＳＷの変化が示されている。図６、７に示すように、連続電流モードでは、出力電力値が小さくなるにつれ、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値がかなり大きな値になる。このため、軽負荷時には、連続電流モードで充電器を動作させることができない。
【0009】
そこで、本発明は、電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記課題を解決するため、本発明に係る一実施形態に係る充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第１の電力値より小さいならば、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期のすべての期間、不連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が第２の電力値以上ならば、前記交流電圧の一周期のすべての期間、連続電流モードにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御する。
【発明の効果】
【0011】
本発明によれば、電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【図1】本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。
【図2】交流電源から出力される瞬時電力ｐｓとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの関係を示す図である。
【図3】各モードにおける各スイッチの状態を示す図である。
【図4】本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（不連続電流モード）。
【図5】本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（連続電流モード）。
【図6】電流指令値ＩＬ′の値を最適化していないときのスイッチング周波数ｆＳＷの一例を示す図である。
【図7】電流指令値ＩＬ′の値を最適化したときのスイッチング周波数ｆＳＷの一例を示す図である。
【図8】出力電力値Ｐｏｕｔと効率との関係の一例を示す図である。
【図9】スイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃと第１の周波数ｆ１との関係を説明する図である。
【図10】連続電流モードと不連続電流モードの混合動作時におけるスイッチング周波数ｆＳＷの変化の一例を示す図である。
【図11】連続電流モードと不連続電流モードの混合動作時におけるスイッチング周波数ｆＳＷの変化の一例を示す図である。
【図12】出力電力値Ｐｏｕｔと効率との関係の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0013】
＜充電器１００＞
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖＳを直流電圧Ｖｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖＳを直流電圧Ｖｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。
【0014】
整流器１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に接続されたカソード端子１１１、アノード端子１１２と、交流電源２００に接続するための２つの入力端子１１３と、を有する。整流器１１０は、例えば、図１に示すように、４つのダイオードから成るブリッジダイオード整流器であり、交流電源に接続した２つの入力端子１１３間から入力された交流電流を、直流電流に変換し、カソード端子１１１から出力する。整流器１１０は、図１に示すように、インダクタＬａｃとコンデンサＣａｃを有するフィルタＦを介して、交流電源２００と接続されるようにしても良い。
【0015】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、例えば、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器１１０のカソード端子１１１に接続した第１の端子１２１と、整流器１１０のアノード端子１１２に接続した第２の端子１２２と、バッテリ３００の正極に接続するための第３の端子１２３と、バッテリ３００の負極に接続するための第４の端子１２４と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒと、変圧器Ｔｒを挟んで、入力端側（１次側）に４つのスイッチ、第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチＳ２２、第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を含むフルブリッジ回路を有し、出力側端側（２次側）に４つのスイッチ、第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチＳ２６、第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を含むフルブリッジ回路を有する。８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８の各々は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴは、スナバコンデンサを有するようにしても良い。
【0016】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側のフルブリッジ回路は、第１の端子１２１と第２の端子１２２との間に接続された２つのレグ（第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチ２２を含むレグと第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を含むレグ）を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の２次側のフルブリッジ回路は、第３の端子１２３と第４の端子１２４との間に接続された２つのレグ（第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチ２６を含むレグと第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を含むレグ）を有する。
【0017】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒの１次側にインダクタＬを有する。このインダクタＬは、例えば、変圧器Ｔｒの漏れインダクタである。
【0018】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３と第４の端子１２４との間には、直流コンデンサＣｄｃが接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３とバッテリ３００の正極との間に、インダクタＬｄｃを接続するようにしても良い。
【0019】
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第１のスイッチＳ３１と、第２のスイッチＳ３２と、を有する。
【0020】
電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の一方との間に接続され、電力脈動吸収回路１３０の第２のダイオードＤ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の他方との間に接続されている。このとき、電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１、第２のダイオードＤ３２の各々は、整流器１１０の入力端子１１３からインダクタＬｂへの方向が順方向となるように、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の入力端子１１３の間に接続されている。このため、整流器１１０の入力端子１１３に交流電源２００が接続されたとしても、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂには、直流電流が入力される。
【0021】
電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１は、整流器１１０のカソード端子１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１とを接続する第１のラインＬＨと、整流器１１０のアノード端子１１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第２の端子１２２とを接続する第２のラインＬＬと、の間に、直列に接続されている。バッファコンデンサＣｂｕｆは、第２のラインＬＬ側に配置され、第１のスイッチ３１は、第１のラインＬＨ側に配置されている。第１のスイッチＳ３１は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが、第１のラインＬＨに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインがバッファコンデンサに接続するようにすると良い。
【0022】
電力脈動吸収回路１３０の第３のダイオードＤ３３は、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１とを接続するラインと電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂとの間に、インダクタＬｂからこのラインへの方向が順方向になるように接続されている。
【0023】
電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインと、第２のラインＬＬと、の間に接続されている。第２のスイッチＳ３２は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインが電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが第２のラインＬＬに接続するようにすると良い。
【0024】
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御する。
【0025】
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第２のスイッチＳ３２と、を有しているため、力率改善回路（ＰＦＣ）として機能することが可能である。このため、本実施形態では、下記のような正弦波電圧ｖＳ、正弦波電流ｉＳが、交流電源２００から充電器１００に、入力されるように制御することが可能である。
ここで、ＶＳは、電源電圧の実効値であり、ＩＳは、電源電流の実効値である。
【数1】
【0026】
このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳは、下記のように、平均電力Ｐ（＝ＶＳＩＳ）と脈動部分ｐｒｉｐ（ｔ）（＝－ＶＳＩＳｃｏｓ２ωＳｔ）の和となり、図２の実線に示すように、平均電力Ｐ（図２の破線）を挟んで、交流の角周波数ωＳの２倍の角周波数で脈動する。
【数2】
【0027】
そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御することで、電力脈動吸収回路１３０で交流電源による電力の脈動を吸収し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力を一定にする。
【0028】
このとき、本実施形態に係る充電器１００では、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐｓ＞Ｐ）と、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐｓ＜Ｐ）と、で制御を変える。
【0029】
交流電源から出力される瞬時電力ｐｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐｓ＞Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の２つのスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御することにより、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳのうちの脈動部分ｐｒｉｐを電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂを介してバッファコンデンサＣｂｕｆに充電することで、交流電源から出力された電力のうちの平均電力ＰのみがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される期間（充電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、マイナスになる。
【0030】
一方、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐｓ＜Ｐ）は、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、オフの状態に保ちつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御することにより、バッファコンデンサＣｂｕｆを第１のスイッチＳ３１を介して積極的に放電し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳと平均電力Ｐの差である脈動部分ｐｒｉｐを補償することで、平均電力ＰがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが放電する期間（放電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、プラスになる。
【0031】
つまり、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１～３２のスイッチングを制御する。
【0032】
このように、本実施形態では、放電期間において、積極的に、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電している。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに蓄えられる電力量（つまり、バッファコンデンサＣｂｕｆの容量）を抑えることが可能であり、バッファコンデンサＣｂｕｆの小型化が可能である。
【0033】
また、本実施形態では、第２のスイッチＳ３２は、充電期間だけ作動する。このため、本実施形態では、インダクタＬｂに蓄えられる電力量（つまり、インダクタＬｂのインダクタンス）を抑えることが可能であり、インダクタＬｂの小型化が可能である。
【0034】
また、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力には脈動がない。このため、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃの小型化が可能である。
【0035】
以上のように、本実施形態では、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化することが可能である。このため、本実施形態では、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能である。
【0036】
＜スイッチングモードと動作波形＞
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが方形波形により近似可能な動作波形になるように、７つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが方形波形により近似可能な動作波形になるように、７つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。
【0037】
図４は、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である。この動作波形ｉＬは、図３に示す７つのモードを、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる。このとき、７つのモードの各々における電流ｉＬは、下記のようになる（特許文献１、非特許文献１）。
ここで、ｔｃｎ（ｎ＝１～７）は、モードｎに切り替えられた時間である。
【数3】
【0038】
本実施形態では、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンであるときにバッファコンデンサＣｂｕｆをより積極的に放電するために、制御部１４０は、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧ｖＣが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖｒｅｃよりも常に大きくなるように制御する。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧ｖＣが整流器１１０の瞬時電圧ｖｒｅｃと異なる値を持っており、モード２とモード３での動作波形ｉＬの傾きが異なる。同様に、モード６とモード７での動作波形ｉＬの傾きが異なる。このため、本実施形態では、図４に示されているように、正での波形と負での波形がｉＬ＝０に対して非対称である動作波形を生成することができる。
【0039】
図４に示した動作波形ｉＬにおいて、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔ５－ｔ６｜、｜ｔ１－ｔ２｜＝｜ｔ７－ｔ８｜、｜ｔ２－ｔ３｜＝｜ｔ６－ｔ７｜、｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ８－ｔ９｜となるようにｔ０～ｔ１０を設定し、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔＳ１－ｔ４｜＝｜ｔＳ２－ｔ９｜となるように、ｔ３とｔ４の間にｔＳ１を、ｔ８とｔ９の間にｔＳ２を設定すると、動作波形ｉＬは、等価方形波形ｉＬ′により近似することができる。
【数4】
【0040】
等価方形波形ｉＬ′のｔ０≦ｔ＜ｔ１、ｔＳ１≦ｔ＜ｔ４、ｔ５≦ｔ＜ｔ６、ｔＳ２≦ｔ＜ｔ９の期間を無効電流期間Ｔｑと定義し、ｔ１≦ｔ＜ｔ２、ｔ７≦ｔ＜ｔ８の期間をバッファコンデンサ放電電流期間ＴＣと定義し、ｔ２≦ｔ＜ｔ３、ｔ６≦ｔ＜ｔ７の期間を電源電流期間Ｔｒｅｃと定義し、ｔ３≦ｔ＜ｔＳ１、ｔ８≦ｔ＜ｔＳ２の期間を電流バランス期間Ｔｂと定義し、ｔ４≦ｔ＜ｔ５、ｔ９≦ｔ＜ｔ１０の期間を零電流期間Ｔ０と定義すると、スイッチング周期ＴＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。
指令値として、ｉｒｅｃ、ｉＣ、ｖＣ、Ｖｄｃ、ＩＬ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図４の動作波形ｉＬに対する制御則を求めることができる。この指令値のうち、ｉｒｅｃおよびｉＣの指令値ｉｒｅｃ
*、ｉＣ
*は、次のように、放電期間と充電期間で切り替え、電力脈動吸収回路１３０を、ＰＦＣ回路として機能させ、かつ、電力の脈動を吸収する回路として機能させる。
【数5】
【数6】
【0041】
＜不連続電流モードと連続電流モード＞
図４に示した動作波形は、スイッチング周波数ｆＳＷを変化させず、一定のスイッチング周波数ｆＳＷで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をスイッチングすることで得られる。図４に示した動作波形は、リアクトルＬに流れる電流ｉＬがゼロになる零電流期間Ｔ０を含んでおり、図４に示すように、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングする動作は、不連続電流モード（ＤＣＭ）である。
図４に示した動作波形は、スイッチング周波数ｆＳＷを変化させず、一定のスイッチング周波数ｆＳＷで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をスイッチングすることで得られる。図４に示した動作波形は、リアクトルＬに流れる電流ｉＬがゼロになる零電流期間Ｔ０を含んでおり、図４に示すように、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングする動作は、不連続電流モード（ＤＣＭ）である。
【0042】
零電流期間Ｔ０は、モード５であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のすべてのスイッチＳ２１～Ｓ２８がオフになる期間である。しかしながら、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～Ｓ２８の寄生容量との間の共振が生じる。このため、不連続電流モードでは、零電流期間Ｔ０後のスイッチング（モード５からモード４に切り替わる際のスイッチング、モード５からモード１に切り替わる際のスイッチング）がハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。
【0043】
そこで、零電流期間Ｔ０がゼロになるように、つまり、連続電流モード（ＣＣＭ）の動作になるように、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチング周波数ｆＳＷを変化させると良い（非特許文献２、３）。このようにすることで、インダクタＬの電流ｉＬと電圧ＶＬの振動を除去し、零電流期間Ｔ０後のハードスイッチングを避けることが可能であり、連続電流モードでは、充電器１００を高効率に制御することが可能である。
【0044】
上記の式（２）をＤ０＝０として解くことにより、零電流期間Ｔ０をゼロにするスイッチング周波数ｆＳＷ、つまり、連続電流モードでのスイッチング周波数ｆＳＷは、次のように求まる。
【数7】
【0045】
図５は、連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である。連続電流モードでは、モード５での動作が無くなるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がモード１、モード２、モード３、モード４、モード６、モード７、モード１の順にスイッチングされる。
【0046】
等価方形波ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を最適化することで、充電器１００をより高効率で動作させることが可能である（非特許文献２、３）。例えば、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときのスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（３））が所定の値（第１の周波数値）ｆ１になるように等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を制御することで、充電器１００をより高効率で動作することが可能である。このとき、等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値ＩＬ′*は、下記のようになる。
ここで、ＶＣｍｉｎは、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧の最小値である。
【数8】
【0047】
図６、７は、連続電流モードにおけるスイッチング周波数ｆＳＷの変化の一例を示す図である。図６は、電流指令値ＩＬ′の値を最適化していないときのスイッチング周波数ｆＳＷの一例を示す図であり、図７は、電流指令値ＩＬ′の値を最適化したときのスイッチング周波数ｆＳＷの一例を示す図である。図６、７には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが１ｋＷ、３ｋＷ、７ｋＷであるときのスイッチング周波数ｆＳＷの変化の一例が示されている。
【0048】
図６、７に示すように、連続電流モードでは、出力電力値Ｐｏｕｔが小さくなるにつれ、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値がかなり大きな値になる。特に、電流指令値ＩＬ′の値を最適化したときのスイッチング周波数ｆＳＷの最大値は、出力電力値Ｐｏｕｔが小さくなるにつれ、急上昇する。このため、軽負荷時には、連続電流モードにより充電器１００を動作させることができない。
【0049】
そこで、本実施形態では、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１より小さいならば、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期の間のすべての期間、不連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第２の電力値ＰＯ２以上ならば、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期の間のすべての期間、連続電流モードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１を制御する。
【0050】
このとき、第２の電力値ＰＯ２は、例えば、交流電圧ｖｓの一周期のすべての期間を連続電流モードによりスイッチングしたときのスイッチング周波数ｆＳＷの最大値がスイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃ以下になるように設定する。
【0051】
また、第１の電力値ＰＯ１は、例えば、第２の電力値ＰＯ２と同じであっても良い。上述したように、不連続電流モードによりスイッチングしたときの効率は、連続電流モードによりスイッチングしたときの効率より悪く、第１の電力値ＰＯ１と第２の電力値ＰＯ２が同じである場合、図８に示すように、不連続電流モードによりスイッチングしたときの効率と、連続電流モードによりスイッチングしたときの効率に乖離が生じる。
【0052】
＜連続電流モードと不連続電流モードの混合動作＞
上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが小さくなるにつて、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値が上昇する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔによっては、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値が動作可能でない値になってしまい、連続電流モードを用いることができない。
上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが小さくなるにつて、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値が上昇する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔによっては、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値が動作可能でない値になってしまい、連続電流モードを用いることができない。
【0053】
しかしながら、電流指令値ＩＬ′の値を最適化した場合、第１の周波数値ｆ１をスイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃより小さい値に設定することで、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるタイミング付近では、図９に示すように、スイッチング周波数ｆＳＷが動作可能な値となる。つまり、電流指令値ＩＬ′の値を最適化した場合、スイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃより第１の周波数値ｆ１が小さい値であるならば、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチング周波数ｆＳＷの最大値がスイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃより大きい値となる場合であっても、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期のうちに、スイッチング周波数ｆＳＷが動作可能な値となる期間が存在する。
【0054】
そこで、第１の周波数値ｆ１を、スイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃより小さい値にすると良い。そして、第１の電力値ＰＯ１を、第２の電力値ＰＯ２と異なる電力値とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１以上であり、かつ第２の電力値ＰＯ２より小さい範囲において、連続電流モードと不連続電流モードを混合した動作（混合動作）により充電器１００を動作させるようにすると良い。
【0055】
例えば、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１以上であり、かつ第２の電力値ＰＯ２より小さいならば、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期のうちの第１の期間ＴＣＣＭに連続電流モードによりＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御し、交流電圧ｖＳの一周期のうちの第１の期間ＴＣＣＭ以外の期間（第２の期間ＴＤＣＭ）に不連続電流モードによりＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御するようにすると良い。
【0056】
このようにすることで、交流電圧ｖｓの一周期のすべてを連続電流モードで動作させることができない出力電力値の際にも、交流電圧ｖＳの一周期のうちの一部の期間において、連続電流モードにより動作させることが可能になる。結果、軽～中負荷時での効率を向上することが可能になる。
【0057】
このとき、制御部１４０は、図１０に示すように、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値が第１の周波数値ｆ１より大きい第２の周波数値ｆ２以下になるように、第１の期間ＴＣＣＭを設定すると良い。第２の周波数値ｆ２は、スイッチング周波数ｆＳＷの動作可能な周波数値の上限値ｆｃ以下の値であり、適宜設定する。
【0058】
第２の期間ＴＤＣＭのスイッチング周波数ｆＳＷは、図１０に示したように、第１の周波数値ｆ１であっても良いし、図１１に示したように、第２の周波数値ｆ２であっても良い。図１１において、スイッチング周波数ｆＳＷの最大値は、第２の周波数ｆ２である。第２の期間ＴＤＣＭのスイッチング周波数ｆＳＷを第２の周波数値ｆ２にした場合、第２の期間ＴＤＣＭのスイッチング周波数ｆＳＷを第１の周波数値ｆ１にした場合に比べ、スムーズな動作となる。しかしながら、不連続電流モードはハードスイッチング動作を含んでいる。ハードスイッチング動作による損失は、スイッチング周波数ｆＳＷが大きくなるにつれて大きくなる。このため、第２の期間ＴＤＣＭのスイッチング周波数ｆＳＷを第１の周波数値ｆ１にした場合の方が、第２の期間ＴＤＣＭのスイッチング周波数ｆＳＷを第２の周波数値ｆ２にした場合より効率が良い。
【0059】
また、図１０、１１に示すように、第１の期間ＴＣＣＭは、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが９０度になるタイミングを含むようにすると良い。電流指令値ＩＬ′の値を最適化した連続電流モードでは、図７に示すように、交流電源電圧ｖＳの位相ωＳｔが９０度になるタイミングで、スイッチング周波数ｆＳＷの変化率がゼロになり、スイッチング周波数ｆＳＷは局所的な極大値となり、交流電源電圧ｖＳの位相ωＳｔが４５度になるタイミングと交流電源電圧ｖＳの位相ωＳｔが１３５度になるタイミングとで、スイッチング周波数ｆＳＷは局所的な極小値となる。このため、第１の期間ＴＣＣＭが交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが９０度になるタイミングを含むようにした場合、第１の期間ＴＣＣＭが長くなる。つまり、連続電流モードで動作する期間が、より長くなり、より効率が良くなる。
【0060】
交流電源電圧ｖＳの位相ωＳｔが９０度になるタイミングでのスイッチング周波数ｆＳＷの値は、図７に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが小さくなるにつれ、大きくなる。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔがある値より小さくなると、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが９０度になるタイミングでのスイッチング周波数ｆＳＷの値は、第２の周波数値ｆ２より大きくなる。そこで、例えば、第１の電力値ＰＯ１は、第１の期間ＴＣＣＭが交流電源電圧ｖＳの位相ωＳｔが９０度になるタイミングを含むように設定すると良い。つまり、第１の電力値ＰＯ１は、スイッチング周波数ｆＳＷの変化率がゼロになるタイミングのスイッチング周波数ｆＳＷが第２の周波数値ｆ２以下になるように設定すると良い。特に、第１の電力値ＰＯ１は、混合動作モードにおいてスイッチング周波数ｆＳＷの変化率がゼロになるタイミングのスイッチング周波数ｆＳＷが第２の周波数値ｆ２であるときの出力電力値にすると良い。このようにすることで、混合動作によりスイッチングされる出力電力値Ｐｏｕｔの範囲がより広くなる。結果、より高効率に充電器１００を動作させることが可能になる。
【0061】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが交流電圧ｖＳの一周期のすべての期間を連続電流モードによりスイッチングしたときのスイッチング周波数ｆＳＷの最大値が第２の周波数値ｆ２以下になる出力電力値である場合、交流電圧の一周期のすべてを連続電流モードによりＤＣ／ＤＣコンバータ１２０を動作させることが可能である。このため、第２の周波数値ＰＯ２は、第２の周波数値ｆ２に基づいて設定することも可能である。そこで、例えば、第２の電力値ＰＯ２は、交流電圧ｖｓの一周期のすべての期間を連続電流モードによりスイッチングを変化させたときのスイッチング周波数ｆＳＷの最大値が第２の周波数値ｆ２以下になるように設定すると良い。特に、第２の電力値ＰＯ２は、第２の動作モードにおいて交流電圧ｖｓの一周期のすべての期間を連続電流モードによりスイッチングを変化させたときのスイッチング周波数ｆＳＷの最大値が第２の周波数値ｆ２であるときの出力電力値にすると良い。このようにすることで、連続電流モードのみでスイッチングされる出力電力値Ｐｏｕｔの範囲がより広くなる。結果、より高効率に充電器１００を動作させることが可能になる。
【0062】
図１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１以上であり、かつ第２の電力値ＰＯ２より小さい範囲において、連続電流モードと不連続電流モードを混合した動作（混合動作）により充電器１００を動作させたときの効率の一例を示す図である。図１２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが第１の電力値ＰＯ１以上であり、かつ第２の電力値ＰＯ２より小さい範囲において、混合動作モードにより充電器１００を動作させた場合、図８に示した例に比べ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値Ｐｏｕｔが小さい範囲における効率が向上し、効率の変化が連続的になる。
【0063】
上記では、本発明を、降圧動作時を例として説明したが、本実施形態に係る充電器１００は、昇圧動作も可能である（S. Komeda, S. Takuma and Y. Ohnuma, "Boost Operation of a Dual-Active-Bridge AC-DC Converter with an Active Energy Buffer," 2022 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Detroit, MI, USA, 2022, pp. 1-6, doi: 10.1109/ECCE50734.2022.9948064.）。昇圧動作時であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力値が小さくなるにつれて、スイッチング周波数の最大値が上昇する。よって、上記で説明した本発明は、昇圧動作時であっても適用することが可能である。
【0064】
以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に記載した本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更が可能である。
【符号の説明】
【0065】
１００ 充電器
１１０ 整流器
１２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０ 電力脈動吸収回路
Ｄ３１ 第１のダイオード
Ｄ３２ 第２のダイオード
Ｄ３３ 第３のダイオード
Ｌｂ インダクタ
Ｃｂｕｆ バッファコンデンサ
Ｓ３１ 第１のスイッチ
Ｓ３２ 第２のスイッチ
２００ 交流電源
３００ バッテリ
１１０ 整流器
１２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０ 電力脈動吸収回路
Ｄ３１ 第１のダイオード
Ｄ３２ 第２のダイオード
Ｄ３３ 第３のダイオード
Ｌｂ インダクタ
Ｃｂｕｆ バッファコンデンサ
Ｓ３１ 第１のスイッチ
Ｓ３２ 第２のスイッチ
２００ 交流電源
３００ バッテリ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】