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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024069018
(43)【公開日】2024-05-21
(54)【発明の名称】送信装置及びプログラム
(51)【国際特許分類】
H04B 7/005 20060101AFI20240514BHJP
H04L 27/00 20060101ALI20240514BHJP
H04B 3/04 20060101ALI20240514BHJP
H04B 1/04 20060101ALI20240514BHJP
【ＦＩ】
H04B7/005
H04L27/00 C
H04B3/04 C
H04B1/04 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022179772
(22)【出願日】2022-11-09
(71)【出願人】
【識別番号】000004352
【氏名又は名称】日本放送協会
(74)【代理人】
【識別番号】100147485
【弁理士】
【氏名又は名称】杉村 憲司
(74)【代理人】
【識別番号】230118913
【弁護士】
【氏名又は名称】杉村 光嗣
(74)【代理人】
【識別番号】100161148
【弁理士】
【氏名又は名称】福尾 誠
(74)【代理人】
【識別番号】100185225
【弁理士】
【氏名又は名称】齋藤 恭一
(72)【発明者】
【氏名】小島 政明
(72)【発明者】
【氏名】小泉 雄貴
(72)【発明者】
【氏名】亀井 雅
【テーマコード（参考）】
5K046
5K060
【Ｆターム（参考）】
5K046AA05
5K046EE37
5K046EE47
5K046EE50
5K060BB08
5K060CC04
5K060DD04
5K060DD05
5K060FF06
5K060HH06
5K060KK06
5K060LL24
(57)【要約】
【課題】伝送路で生じる受信信号の振幅歪を軽減し、受信性能を改善することができる送信装置及びプログラムを提供する。
【解決手段】デジタル信号を所定の変調方式で変調した変調波信号を、所定の伝送路を介して送信する送信装置であって、ＩＱ信号出力部と、前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号と無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１
【解決手段】デジタル信号を所定の変調方式で変調した変調波信号を、所定の伝送路を介して送信する送信装置であって、ＩＱ信号出力部と、前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号と無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
デジタル信号を所定の変調方式で変調した変調波信号を、所定の伝送路を介して送信する送信装置であって、
前記デジタル信号を前記所定の変調方式で変調したＩＱ信号を生成するＩＱ信号出力部と、
前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させたＩＱ信号と前記ＩＱ信号出力部から入力された対応する無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号と無歪の前記ＩＱ信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、を備える歪補償部と、
前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、
を備えることを特徴とする送信装置。
前記デジタル信号を前記所定の変調方式で変調したＩＱ信号を生成するＩＱ信号出力部と、
前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させたＩＱ信号と前記ＩＱ信号出力部から入力された対応する無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号と無歪の前記ＩＱ信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、を備える歪補償部と、
前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、
を備えることを特徴とする送信装置。
【請求項2】
請求項１に記載の送信装置において、
前記特性解析部は、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する処理を複数回行うことを特徴とする送信装置。
前記特性解析部は、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する処理を複数回行うことを特徴とする送信装置。
【請求項3】
請求項２に記載の送信装置において、
前記疑似伝送路は、前記疑似伝送器の前段に、ＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行うアップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う波形整形部を備え、前記疑似伝送器の後段に、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、ＩＱ信号点を１／Ｎに間引くダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部を備えており、
送信装置はさらに、前記歪補償部から出力されたＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行う前記アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力するＤ／Ａ変換・直交変調部とを備えることを特徴とする送信装置。
前記疑似伝送路は、前記疑似伝送器の前段に、ＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行うアップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う波形整形部を備え、前記疑似伝送器の後段に、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、ＩＱ信号点を１／Ｎに間引くダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部を備えており、
送信装置はさらに、前記歪補償部から出力されたＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行う前記アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力するＤ／Ａ変換・直交変調部とを備えることを特徴とする送信装置。
【請求項4】
請求項３に記載の送信装置において、
前記信号補償演算手段は、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号のベクトルと、対応する理想ＩＱ信号のベクトルとの差分である誤差ベクトルを求め、係数乗算された前記誤差ベクトルの逆ベクトルに前記理想ＩＱ信号のベクトルを加算し、歪補償されたＩＱ信号を生成するベクトル演算手段であることを特徴とする送信装置。
前記信号補償演算手段は、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号のベクトルと、対応する理想ＩＱ信号のベクトルとの差分である誤差ベクトルを求め、係数乗算された前記誤差ベクトルの逆ベクトルに前記理想ＩＱ信号のベクトルを加算し、歪補償されたＩＱ信号を生成するベクトル演算手段であることを特徴とする送信装置。
【請求項5】
請求項３に記載の送信装置において、
前記信号補償演算手段は、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号を振幅及び位相に変換した振幅値及び位相値と、対応する理想ＩＱ信号点を振幅及び位相に変換した理想振幅値及び理想位相値との差分である振幅誤差値及び位相誤差値を求め、係数乗算された前記振幅誤差値及び前記位相誤差値のそれぞれの符号反転値に前記理想ＩＱ信号点の理想振幅値及び理想位相値を加算し、加算処理された振幅値及び位相値をＩＱ信号点に変換して、歪補償されたＩＱ信号を生成する振幅位相演算手段であることを特徴とする送信装置。
前記信号補償演算手段は、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号を振幅及び位相に変換した振幅値及び位相値と、対応する理想ＩＱ信号点を振幅及び位相に変換した理想振幅値及び理想位相値との差分である振幅誤差値及び位相誤差値を求め、係数乗算された前記振幅誤差値及び前記位相誤差値のそれぞれの符号反転値に前記理想ＩＱ信号点の理想振幅値及び理想位相値を加算し、加算処理された振幅値及び位相値をＩＱ信号点に変換して、歪補償されたＩＱ信号を生成する振幅位相演算手段であることを特徴とする送信装置。
【請求項6】
請求項１に記載の送信装置において、
前記所定の変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ又は３２ＡＰＳＫを含む、あるいは高階層と低階層の異なる２つの変調方式を含むことを特徴とする送信装置。
前記所定の変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ又は３２ＡＰＳＫを含む、あるいは高階層と低階層の異なる２つの変調方式を含むことを特徴とする送信装置。
【請求項7】
コンピュータを、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の送信装置のＩＱ信号出力部、疑似伝送路、信号補償演算手段、及び特性解析部として機能させる、プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は送信装置及びプログラムに関し、特に、伝送路による信号点の歪補償をおこなうデジタル信号の送信装置及び歪補償のためのプログラムに関する。なお、本発明は、衛星放送を例として説明するが、一般の伝送路による信号点の歪補償に適用できるものである。
【背景技術】
【0002】
現在運用されている各種規格のデジタル放送のうち、衛星放送を例にとれば、放送衛星に備えた伝送器（衛星中継器）を使って、複数の放送事業者が独立したＴＳ（Transport Stream）を伝送することができるように、放送波信号は多重伝送される。衛星デジタル放送で採用済みの規格には、ＩＳＤＢ（Integrated Services Digital Broadcasting）－Ｓ、ＩＳＤＢ－Ｓ３、ＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）－Ｓ２、ＤＶＢ－Ｓ２Ｘなどがある。
【0003】
図８は、衛星中継器を介する衛星放送システムの構成例を示すブロック図である。図８に示す衛星放送システムは、送信装置１と、放送衛星（実衛星）に備えた衛星中継器２と、複数の受信装置６（受信装置６－１～６－Ｎ（Ｎは１以上の自然数））とを備える。なお、送信装置１は、上述した衛星デジタル放送の各種規格に適合した一般的な送信装置として説明する。
【0004】
送信装置１は、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration and Control）信号と呼ばれる制御情報で指定された所定の変調方式に基づいて変調波信号を生成し、映像・音声・データ放送などを多重した主信号を衛星中継器２に送信する。所定の変調方式とは、例えば、衛星放送デジタル規格であるＩＳＤＢ－Ｓ３方式の場合、π／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を含むＢＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を含むＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（Amplitude Phase Shift Keying）および３２ＡＰＳＫなどがある。送信装置１により生成された変調波信号は、所定の周波数帯域に変換された後、放送衛星（衛星中継器２）に向けてアップリンクされる。
【0005】
放送衛星の衛星中継器２は、送信装置１から送信された変調波信号を伝送する伝送器である。衛星中継器２は、増幅器４に前置される入力フィルタである入力マルチプレクサフィルタ（以下、「ＩＭＵＸフィルタ」と称する。）３と、進行波管増幅器（以下、「ＴＷＴＡ」と称する。）４と、増幅器４に後置される出力フィルタである出力マルチプレクサフィルタ（以下、「ＯＭＵＸフィルタ」と称する。）５等を具備している。
【0006】
ＩＭＵＸフィルタ３は、各チャンネル周波数に対応した帯域通過フィルタである。ＩＭＵＸフィルタ３は、送信装置１から受信した変調波信号（放送波信号）から、不要周波数成分を抑圧し、１チャンネル分の帯域成分のみをそれぞれ抽出する。ＴＷＴＡ４は、ＩＭＵＸフィルタ３により抽出された各チャンネルの放送波信号の電力を増幅する。ＯＭＵＸフィルタ５は、各チャンネル周波数に対応した帯域通過フィルタであり、ＴＷＴＡ４により増幅された信号から帯域外不要周波数成分を抑圧し、１チャンネル分の帯域成分のみを抽出する。その後、ＯＭＵＸフィルタ５の後続の合成器（図示せず）により全チャンネル分の放送波信号が合成され、アンテナ（図示せず）から各受信装置６－１～６－Ｎに向けて放送波信号が送信される。
【0007】
受信装置６（６－１～６－Ｎ）は、衛星中継器２を介した放送波信号（ダウンリンク信号）を受信し、所望のチャンネルの放送波信号を選択して復調する。受信装置６は、多重された放送波信号とともに伝送されるＴＭＣＣ信号等の制御情報を絶えず監視することにより、送信装置１において様々な伝送制御が行われたとしても、それに追従して受信方式などを切り替えることができる。
【0008】
衛星中継器２の特性と運用について説明する。図９は、衛星中継器２におけるＴＷＴＡ４の入出力特性（入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性、位相偏移［ＡＭ／ＰＭ］特性）の例である。また、図１０は、ＩＭＵＸフィルタ３及びＯＭＵＸフィルタ５の応答特性（周波数対振幅、周波数対群遅延特性）の例である。
【0009】
衛星放送システムにおいて、衛星中継器２は、アナログシステム上必要不可欠であるが、ＴＷＴＡ４の入出力電力特性や位相偏移特性の影響により、所望のＩＱ信号点からずれが発生することがある。また、ＩＭＵＸフィルタ３やＯＭＵＸフィルタ５においては、周波数振幅や群遅延特性の影響によりシンボル間干渉が起き、所望のシンボルタイミングにおけるＩＱ信号点から広がりが発生することがある。そして、伝送路内はこれらＩＱ信号点のずれや広がりが相互に影響し合い、結果として所要Ｃ／Ｎが増大し、伝送品質が劣化する（非特許文献１参照）。このため、送信装置１から出力される変調波信号が多値振幅位相変調のとき、衛星中継器２のＴＷＴＡ４といった電力増幅器は、一般にバックオフをとる。
【0010】
ここで、ＴＷＴＡ４におけるバックオフと信号点配置の関係について説明する。ＴＷＴＡ４は、入力レベルと出力レベルとの間の関係が比例関係となるように電力増幅処理することが望ましい。しかし、ＴＷＴＡ４の入出力特性は、実際には入力レベルが大きくなると利得が低下する非線形性を示し、同時に入力信号に対する出力信号の位相も回転する（図９）。したがって、入力レベルを徐々に上げると、あるレベルまでは出力レベルも上がるが、ある入力レベルを超えると、出力レベルは逆に低下する現象となる。このような出力レベルの低下が起こる直前の動作点を、一般に、出力飽和点と云う。また、この出力飽和点から入力レベルをＸ［ｄＢ］下げて運用する場合を「入力バックオフ（ＩＢＯ）Ｘ［ｄＢ］」と言い、同様に、入力レベルを絞って、出力レベルをＹ［ｄＢ］下げた状態で運用する場合を「出力バックオフ（ＯＢＯ）Ｙ［ｄＢ］」と言う。
【0011】
しかし、バックオフをとる一方、出力電力が低下し、結果として受信装置における受信Ｃ／Ｎマージンが小さくなる（非特許文献１参照）。衛星放送システムの受信側は、一般に受信アンテナの開口径が４５ｃｍと小さく、晴天時においても受信Ｃ／Ｎマージンが約２０ｄＢと小さい。そのため、これら所要Ｃ／Ｎと出力バックオフはトレードオフの関係にあり、所要Ｃ／Ｎと出力バックオフの加算値ができる限り小さくなる運用が回線設計上、有利となる。
【0012】
次に、従来の送信装置１の構成について説明する。図１１は、伝送路に対する歪補償の機能がなく、ＩＳＤＢ－Ｓ３方式に準拠し、一般化した送信装置１－１の構成例を示すブロック図である。送信装置１－１は、ＩＱ信号出力部１０と、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部２１と、ルートロールオフフィルタ（以下、ＲＲＦと記載）部２２と、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換・直交変調部２３とを備えている。ＩＱ信号出力部１０は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０１と、マッピング部１０２を備える。以下、各構成要素について説明する。
【0013】
Ｓ／Ｐ変換部１０１は、伝送すべきデジタル信号（情報ビットのシリアル系列）が入力される。このデジタル信号は、一般に、元信号に誤り訂正符号等が付加されたデジタル信号である。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、このデジタル信号を、マッピングのビット数（例えば、３２ＡＰＳＫであれば５ビット）に応じたパラレル系列に変換して、マッピング部１０２に出力する。
【0014】
マッピング部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から出力された情報ビット系列を、所定の変調方式（π／２シフトＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫ等）でＩＱ平面上にマッピングし、生成したＩＱ信号をＵ／Ｓ部２１に出力する。したがって、ＩＱ信号出力部１０は、伝送すべきデジタル信号をＩＱ信号に変換して出力する。
【0015】
アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部２１は、ＩＱ信号のサンプル点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行う（サンプル点とサンプル点との間を非サンプル点で補完する）。Ｎは任意に設定できるが、以下の実施形態では、Ｕ／Ｓ部２１は、２倍のアップサンプリングを行うものとする。
【0016】
ＲＲＦ部２２は、２倍のアップサンプリングが行われた非サンプル点を含むＩＱ信号に対し、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う波形整形部である。帯域制限フィルタ処理としては、一般的にルートロールオフ特性をもつデジタルフィルタが用いられる。ルートロールオフ特性は、ロールオフ特性の理論式（ナイキスト定理）に基づき、送信側及び受信側でルート根のフィルタ特性としたものである。ＩＳＤＢ－Ｓ３ではロールオフ率０．０３が採用されており、本発明の実施形態においても同値を採用する。
【0017】
Ｄ／Ａ変換・直交変調部２３は、ＲＲＦ部２２による波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力する。
【0018】
こうして、送信装置１－１は、デジタル信号を所定の変調方式でＩＱ信号とし、さらに２倍にアップサンプルし、ＲＲＦで波形整形した後、変調波信号として出力する。なお、Ｕ／Ｓ部２１とＲＲＦ部２２は、送受信信号の品質を向上させるために一般的に用いられる回路部である。
【0019】
図１２は、図１１のＩＱ信号出力部１０による、マッピング出力信号の信号点配置の例である。図１２は、変調方式が３２ＡＰＳＫで、内符号符号化率が３／４のときの例であり、このときの信号点の半径比はそれぞれｒ２／ｒ１＝２．９７、ｒ３／ｒ１＝５．５７とＩＳＤＢ－Ｓ３方式では規定されている。これをデシベル（ｄＢ）値で示した場合、平均電力ｒａｖｅを０ｄＢと規格化したとき、ｒ１＝－１２．７８ｄＢ、ｒ２＝－３．３２ｄＢ、ｒ３＝２．１４ｄＢとなる。
【0020】
地上放送におけるデジタル信号の変調方式は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどがあり、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）よりフレーム化されたマルチキャリア伝送となる。地上放送の主な特徴として、伝搬路によるマルチパスフェージングの影響があるが、増幅器は衛星放送と比較して線形領域で動作させることができるため、変調信号の線形伝送が可能である。
【0021】
近年、次世代に向けた地上放送では、複数のデータキャリアを１つの同一チャンネルで多重する階層化伝送（以下、ＬＤＭ（Layered Division Multiplexing）と称する）方式がある。ＬＤＭの一例として、現行ＩＳＤＢ－Ｔのデータキャリア（以下、２Ｋ階層と称する）と次世代放送のデータキャリア（以下、４Ｋ階層と称する）とを、１つのチャンネルで多重することが試みられている（非特許文献２参照）。送信側は、２Ｋ階層に対して、４Ｋ階層を小さい電力で多重化し、高階層（２Ｋ）と低階層（４Ｋ）の２つの信号を電力差で伝送する。受信側は、まず高階層から復調、復号することにより２Ｋのデータ信号を得るとともに、復号された信号を再符号、再変調した信号（高階層（２Ｋ）信号）を元の受信信号（高階層（２Ｋ）と低階層（４Ｋ）の両方を含む信号）から差し引くことによって低階層（４Ｋ）の信号を得ることができる。ここで、高階層と低階層の階層間の電力比は、低階層の平均電力に対する高階層の平均電力の比を表すＩＬ（Injection Level）によって定義される。
【0022】
衛星放送においても、このＬＤＭ方式の技術を取り入れることが可能である。図１３は、伝送路に対する歪補償の機能がなく、ＩＳＤＢ－Ｓ３方式に準拠し、一般化したＬＤＭ送信装置１－２の構成例を示すブロック図である。送信装置１－２は、ＩＱ信号出力部１１と、Ｕ／Ｓ部２１と、ＲＲＦ部２２と、Ｄ／Ａ変換・直交変調部２３とを備えている。ＩＱ信号出力部１１は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１１と、高階層マッピング部１１２と、Ｓ／Ｐ変換部１１３と、低階層マッピング部１１４と、振幅調整部１１５と、合成部１１６とからなる。以下、各構成要素について説明するが、同一の構成要素の説明は、省略又は簡略化する。
【0023】
Ｓ／Ｐ変換部１１１は、高階層のデジタル信号（例えば、２Ｋの情報ビットのシリアル系列）が入力される。このデジタル信号は、一般に、元信号に誤り訂正符号等が付加されたデジタル信号である。Ｓ／Ｐ変換部１１１は、このデジタル信号を、マッピングのビット数（例えば、ＱＰＳＫであれば２ビット）に応じたパラレル系列に変換して、高階層マッピング部１１２に出力する。
【0024】
高階層マッピング部１１２は、Ｓ／Ｐ変換部１１１から出力された情報ビット系列を、所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ）でＩＱ平面上にマッピングし、生成したＩＱ信号を合成部１１６に出力する。
【0025】
Ｓ／Ｐ変換部１１３は、低階層のデジタル信号（例えば、４Ｋの情報ビットのシリアル系列）が入力される。このデジタル信号は、一般に、元信号に誤り訂正符号等が付加されたデジタル信号である。Ｓ／Ｐ変換部１１３は、このデジタル信号を、マッピングのビット数（例えば、８ＰＳＫであれば３ビット）に応じたパラレル系列に変換して、低階層マッピング部１１４に出力する。
【0026】
低階層マッピング部１１４は、Ｓ／Ｐ変換部１１３から出力された情報ビット系列を、所定の変調方式（例えば、８ＰＳＫ）でＩＱ平面上にマッピングし、生成したＩＱ信号を振幅調整部１１５に出力する。高階層の変調方式と低階層の変調方式は、異なるものであってよい。なお、高階層マッピング部１１２と低階層マッピング部１１４は、ＩＱ信号（シンボル）のタイミングが合成部１１６で一致するように、処理の同期をとる。
【0027】
振幅調整部１１５は、高階層と低階層の電力に所望のレベル差（ＩＬ）を設定するように、低階層のＩＱ信号の信号振幅を調整し、振幅調整したＩＱ信号を合成部１１６に出力する。
【0028】
合成部１１６は、高階層のＩＱ信号と低階層のＩＱ信号を合成し、電力を規格化した上で、合成信号を出力する。
【0029】
したがって、ＩＱ信号出力部１１は、高階層と低階層のデジタル信号をそれぞれＩＱ信号に変換し、高階層と低階層のＩＱ信号に所望の電力差（ＩＬ）をつけて合成し、Ｕ／Ｓ部２１に出力する。
【0030】
ＩＱ信号出力部１１の出力信号（合成ＩＱ信号）の処理は、前述の送信装置１－１と同様となる。Ｕ／Ｓ部２１は、ＩＱ信号のサンプル点に対し２倍のアップサンプリングを行い、ＲＲＦ部２２は、アップサンプリングされたＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタによる波形整形処理を行う。Ｄ／Ａ変換・直交変調部２３は、ＲＲＦ部２２による波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力する。
【0031】
このように、ＬＤＭ送信装置１－２は、Ｓ／Ｐ変換部とマッピング部を高階層用と低階層用にそれぞれ用意し、両者のシンボルタイミングの同期をとりつつ、高階層と低階層に電力に所望するレベル差（ＩＬ）をつけた形で合成し、さらに２倍にアップサンプルし、ＲＲＦで波形整形した後、変調波信号として出力する。
【0032】
図１４は、図１３のＩＱ信号出力部１１による、高階層（ＱＰＳＫ）マッピングと低階層（８ＰＳＫ）マッピングの出力信号にＩＬ＝ｒＵＬ／ｒＬＬ＝１．５ｄＢの電力差をつけて合成された信号点配置の例である。図１４の例の場合、５つの振幅が発生する。平均電力ｒａｖｅを０ｄＢと規格化したとき、ｒ１＝－１８．２９ｄＢ、ｒ２＝－５．１６ｄＢ、ｒ３＝０．０２４ｄＢ、ｒ４＝２．３１ｄＢ、ｒ５＝３．００ｄＢとなる。
【0033】
前述したように、衛星放送システムでは、所要Ｃ／Ｎと出力バックオフはトレードオフの関係にある。図１３、図１４のＬＤＭ伝送の場合、図１４の信号点配置に対する受信信号の変調誤差比（ＭＥＲ）と所要Ｃ／Ｎが等価な関係となる。例えば、ＭＥＲが改善すると、高階層の所要Ｃ／Ｎも改善される。また高階層が誤りなく受信された場合は、ＭＥＲの改善は低階層の所要Ｃ／Ｎに直結する（非特許文献３参照）。すなわち、ＬＤＭ伝送の場合、ＭＥＲと出力バックオフがトレードオフの関係にある。
【0034】
次に信号点配置の観点から、図１２と図１４を比較する。図１２（単一伝送）、図１４（ＬＤＭ伝送）はどちらも３２点の配置であるが、非線形特性である図９のＴＷＴＡ４の入出力特性（ＡＭ／ＡＭ、ＡＭ／ＰＭ特性）が与える影響は異なる。例えば、図１２及び図１４の点線にあたる平均電力ｒａｖｅはＴＷＴＡ４の動作点電力に相当する。図１２の最外円であるｒ３の信号点はＴＷＴＡ４の動作点より２．１４ｄＢ高い電力でＴＷＴＡ４に入力される。また図１４の最大振幅であるｒ５の信号点はＴＷＴＡ４の動作点より３．００ｄＢ高い電力でＴＷＴＡ４に入力されることから、とりわけ動作点が飽和電力付近にある場合、図１２と比較して非線形歪の影響を受けやすくなる。
【0035】
このような背景から、衛星放送システムでは、伝送路（衛星中継器）で生じる歪を補償するための送信装置が研究されてきた（特許文献１）。
【0036】
従来の歪補償送信装置について説明する。図１５は、従来の歪補償送信装置の構成例を示すブロック図であり、衛星中継器で発生する歪を補償するための機能を送信装置内部に搭載している。図１５の送信装置１－３は、ＬＤＭ送信装置１－２に従来の歪補償機能を適用したものであり、図１３におけるＩＱ信号出力部１１とアップサンプリング部２１の間に歪補償部３０を搭載することにより、実現される。歪補償部３０は、疑似伝送路３１０と信号補償演算手段３２０とからなる。疑似伝送路３１０は、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部３０１、ＲＲＦ（波形整形）部３０２、擬似伝送器３０３、ＲＲＦ（波形整形）部３０７、ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部３０８で構成される。信号補償演算手段３２０は、本装置ではベクトル演算手段であり、遅延部３２１、ベクトル加算部３２２、逆特性係数部３２３、ベクトル加算部３２４で構成される。以下、各構成要素の説明を行う。なお、図１３に含まれる構成は、説明を省略又は簡略化する。
【0037】
ＩＱ信号出力部１１は、高階層と低階層のＩＱ信号に所望の電力差（ＩＬ）をつけて合成したＩＱ信号を出力する。ＩＱ信号出力部１１から出力されたＩＱ信号は、歪補償部３０に入力され、アップサンプリング部３０１と遅延部３２１に入力される。
【0038】
アップサンプリング部３０１は、アップサンプリング部２１と同じ特性を有しており、入力されたＩＱ信号のサンプル点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行う。本装置では、アップサンプリング部３０１は、２倍のアップサンプリングを行うものとする。
【0039】
ＲＲＦ部３０２は、ＲＲＦ部２２と同じ特性を有しており、アップサンプリングが行われた非サンプル点を含むＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う波形整形部である。波形整形された信号は、疑似伝送器３０３に出力される。
【0040】
擬似伝送器３０３は、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４、疑似ＴＷＴＡ３０５、疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６を備えており、図８に示す実衛星の衛星中継器２の位相及び振幅の周波数特性及び非線形特性に近似した特性を有する。すなわち、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４及び疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６は、図１０に示すＩＭＵＸフィルタ３及びＯＭＵＸフィルタ５の特性が反映される。また、疑似ＴＷＴＡ３０５の特性は、図１６に示す入出力特性（図９のＴＷＴＡ４の実データ特性）が反映され、例えば、動作点の入力電力を－３．３ｄＢ（入力バックオフ：ＩＢＯ＝３．３ｄＢ）に設定する。なお、ＩＢＯ＝３．３ｄＢは、出力バックオフ（ＯＢＯ）が実際の運用に近いＯＢＯ＝２．２ｄＢとなるように設定した動作点である。また、図８の実衛星の特性も同様の動作点設定や特性設定とする。これにより、擬似伝送器３０３は、送信するデジタル信号の信号点のマッピング後の理想ＩＱ信号点に対して、衛星中継器２によって生じ得る信号点のずれを模擬した信号点をもつＩＱ信号を出力する。
【0041】
ＲＲＦ部３０７は、ＲＲＦ部３０２と同じ特性を有しており、疑似伝送器３０３を経たＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う波形整形部である。ＲＲＦ部３０２とＲＲＦ部３０７の特性が乗算されることにより、シンボル間干渉のない信号となる。
【0042】
ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部３０８は、非サンプル点を含むＩＱ信号点（シンボル点）を所定の比率（１／Ｎ）で間引き、元のサンプル点に戻す。本装置では１/２に間引く。疑似伝送器３０３の前段のＵ／Ｓ部３０１とＲＲＦ部３０２が送信装置に対応し、疑似伝送器３０３の後段のＲＲＦ部３０７とＤ／Ｓ部３０８が受信装置に対応し、アップサンプリング部３０１～ダウンサンプリング部３０８までがＩＱ信号に対する想定伝送路となる。
【0043】
信号補償演算手段３２０は、ＩＱ信号出力部１１から入力された無歪のＩＱ信号（理想ＩＱ信号）と、疑似伝送路３１０を通過した（伝送路歪の含まれた）ＩＱ信号の２つの信号から、演算により歪補償ありのＩＱ信号を生成する手段である。本装置の信号補償演算手段３２０は、ベクトル処理で歪補償ありのＩＱ信号を生成するベクトル演算手段である。以下に、ベクトル演算手段の各部の機能を説明する。
【0044】
遅延部３２１は、ベクトル加算部３２２に入力される２系統の信号間の同期をとるために、タイミングを調整する。すなわち、遅延部３２１は、擬似伝送器３０３や波形整形部３０７等によって生じる遅延量Ｄと同一の遅延量Ｄを、ＩＱ信号出力部１１から入力された理想ＩＱ信号に与え、２系統の信号を同期させるように機能する。
【0045】
ベクトル加算部３２２は、同期のとれた２系統のＩＱ信号のベクトル演算（減算処理）を行う。すなわち、疑似伝送路３１０を通過した（伝送路歪の含まれた）ＩＱ信号のベクトルから、無歪のＩＱ信号（理想ＩＱ信号）のベクトルを減算することで、疑似伝送路３１０を通過したことにより生じた誤差ベクトルを算出する。
【0046】
逆特性係数部３２３は、疑似伝送路３１０の通過による誤差ベクトルに係数Ｋ（重み）を乗算する。例えば、非特許文献１では、この係数Ｋを１としている。
【0047】
ベクトル加算部３２４は、ＩＱ信号出力部１１からの理想ＩＱ信号に対して、係数重みをかけた誤差ベクトルを減算する（逆ベクトルを加算する）ベクトル演算を行うことで、歪補償ありのＩＱ信号を生成する。
【0048】
歪補償部３０から出力された歪補償ありのＩＱ信号（歪補償ありのデータＩＱ信号点ベクトル）は、ＬＤＭ送信装置１－２と同様に処理され、変調波信号として出力される。すなわち、Ｕ／Ｓ部２１は、ＩＱ信号のサンプル点に対し２倍のアップサンプリングを行い、ＲＲＦ部２２は、アップサンプリングされたＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタによる波形整形処理を行う。Ｄ／Ａ変換・直交変調部２３は、ＲＲＦ部２２による波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力する。
【0049】
従来の歪補償の有無による、衛星放送受信信号の比較を示す。図１７は、歪補償なしのＬＤＭ送信装置１－２（図１３）で衛星伝送したときの受信コンスタレーションである。また、図１８は、従来の歪補償ありのＬＤＭ送信装置１－３（図１５）で衛星伝送したときの受信コンスタレーションである。
【0050】
図１７、図１８に示される受信信号に基づく、信号特性の計算結果（特性解析結果）を表１に示す。信号特性は、受信信号の振幅（重心振幅）及びＭＥＲを求めて比較した。計算にあたり、受信信号の振幅は、送信側で同一信号点とされる点の集合群から重心をとり、また送信側で同一振幅となる点の振幅平均をとった。例えば、図１４のｒ５に配置される信号点４点に対応する信号の重心をそれぞれ求め、それら重心４点の振幅平均をとることで、受信側でのｒ５値（重心振幅）とした。
【0051】
【表1】
【0052】
従来の歪補償の効果としては、まずＭＥＲは、（ａ）歪補償なしの場合１７．３ｄＢであるのに対し、（ｂ）従来歪補償ありの場合２１．７ｄＢであり、受信性能が改善していることがわかる。非線形の影響を受けやすいｒ５の振幅は、２．２２ｄＢから２．７０ｄＢとなっており、元信号の振幅である３．００ｄＢに近づいている。しかしながら、補償後のｒ５の振幅には、０．３ｄＢ分の振幅歪による残留があり、他の振幅ｒ１からｒ４と比較しても歪の残留量が多いことがわかる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0053】
【特許文献1】特許第６６８１６７２号明細書
【非特許文献】
【0054】
【非特許文献1】M. KOJIMA, et al.,“Comparative Study of Digital Pre-Distortion for 32APSK by Hardware Experiments and Numerical Calculations”, 電子情報通信学会技術報告SAT2019-53, pp.31-35, (2019-10)
【非特許文献2】佐藤明彦、他、「ISDB-Tに次世代放送をLDMで多重する方式の統合復調時における伝送特性評価」、映像情報メディア学会冬季大会14C-5、（2019年）
【非特許文献3】岡田実、「衛星通信におけるキャリア重畳方式－LDMの実現に向けて－」、映像情報メディア学会技術報告BCT2017-47、pp33-36、（2017年）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0055】
従来の歪補償（特許文献１）は、伝送路通過時の所要Ｃ／Ｎ改善がみられる一方、ＬＤＭ伝送のように信号点が高い電力となる場合、特に最大振幅の信号点は、伝送路の非線形歪の影響を大きく受けるため、歪補償後の受信信号点に振幅歪が残留する。
【0056】
したがって、上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、従来の歪補償手段よりも、伝送路で生じる受信信号の振幅歪を軽減し、受信性能を改善することができる送信装置及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0057】
上記課題を解決するために本発明に係る送信装置は、
（１）デジタル信号を所定の変調方式で変調した変調波信号を、所定の伝送路を介して送信する送信装置であって、前記デジタル信号を前記所定の変調方式で変調したＩＱ信号を生成するＩＱ信号出力部と、前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させたＩＱ信号と前記ＩＱ信号出力部から入力された対応する無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号と無歪の前記ＩＱ信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、を備える歪補償部と、前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、を備えることを特徴とする、送信装置である。
（１）デジタル信号を所定の変調方式で変調した変調波信号を、所定の伝送路を介して送信する送信装置であって、前記デジタル信号を前記所定の変調方式で変調したＩＱ信号を生成するＩＱ信号出力部と、前記伝送路上の伝送器の特性に近似した特性を有する擬似伝送器を含む疑似伝送路と、前記擬似伝送路を通過させたＩＱ信号と前記ＩＱ信号出力部から入力された対応する無歪の前記ＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された前記誤差信号と無歪の前記ＩＱ信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する信号補償演算手段と、を備える歪補償部と、前記ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、前記擬似伝送器の特性と動作点、及び、前記信号補償演算手段における係数の情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する特性解析部と、を備えることを特徴とする、送信装置である。
【0058】
（２）上記（１）の送信装置は、更に、前記特性解析部が、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて前記擬似伝送器の特性を補正する処理を複数回行うことが好ましい。
【0059】
（３）上記（１）または（２）の送信装置は、更に、前記疑似伝送路は、前記疑似伝送器の前段に、ＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行うアップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う波形整形部を備え、前記疑似伝送器の後段に、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、ＩＱ信号点を１／Ｎに間引くダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部を備えており、送信装置はさらに、前記歪補償部から出力されたＩＱ信号点に対しＮ倍（Ｎは２以上の整数）のアップサンプリングを行う前記アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部と、ルートロールオフフィルタで波形整形を行う前記波形整形部と、波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力するＤ／Ａ変換・直交変調部とを備えることが好ましい。
【0060】
（４）上記（１）～（３）のいずれかの送信装置は、更に、前記信号補償演算手段が、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号のベクトルと、対応する理想ＩＱ信号のベクトルとの差分である誤差ベクトルを求め、係数乗算された前記誤差ベクトルの逆ベクトルに前記理想ＩＱ信号のベクトルを加算し、歪補償されたＩＱ信号を生成するベクトル演算手段であることが好ましい。
【0061】
（５）上記（１）～（３）のいずれかの送信装置は、更に、前記信号補償演算手段が、前記擬似伝送路を通過させた前記ＩＱ信号を振幅及び位相に変換した振幅値及び位相値と、対応する理想ＩＱ信号点を振幅及び位相に変換した理想振幅値及び理想位相値との差分である振幅誤差値及び位相誤差値を求め、係数乗算された前記振幅誤差値及び前記位相誤差値のそれぞれの符号反転値に前記理想ＩＱ信号点の理想振幅値及び理想位相値を加算し、加算処理された振幅値及び位相値をＩＱ信号点に変換して、歪補償されたＩＱ信号を生成する振幅位相演算手段であることが好ましい。
【0062】
（６）上記（１）～（５）のいずれかの送信装置は、更に、前記所定の変調方式が、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ又は３２ＡＰＳＫを含む、あるいは高階層と低階層の異なる２つの変調方式を含むことが好ましい。
【0063】
上記課題を解決するために本発明に係るプログラムは、
（７）コンピュータを、上記（１）～（６）のいずれかの送信装置のＩＱ信号出力部、疑似伝送路、信号補償演算手段、及び特性解析部として機能させる、プログラムである。
（７）コンピュータを、上記（１）～（６）のいずれかの送信装置のＩＱ信号出力部、疑似伝送路、信号補償演算手段、及び特性解析部として機能させる、プログラムである。
【発明の効果】
【0064】
本発明における送信装置及びプログラムによれば、従来の歪補償手段よりも、受信信号の振幅歪を軽減し、受信性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【0065】
【図1】本発明の第１実施形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図2】１回目の特性解析結果から得られた疑似伝送器の入出力特性の補正例である。
【図3】１回目の特性解析の結果を反映した歪補償部により歪補償を行い、衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。
【図4】２回目の特性解析結果から得られた疑似伝送器の入出力特性の補正例である。
【図5】２回目の特性解析の結果を反映した歪補償部により歪補償を行い、衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。
【図6】本発明の第２実施形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図7】本発明における歪補償部の変形例である。
【図8】衛星中継器を介する衛星放送システムの構成例を示すブロック図である。
【図9】衛星中継器におけるＴＷＴＡの入出力特性の例である。
【図10】衛星中継器におけるＩＭＵＸフィルタ及びＯＭＵＸフィルタの応答特性の例である。
【図11】歪補償なしの一般化した送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図13】歪補償なしの一般化したＬＤＭ送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図15】従来の歪補償送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図16】従来の擬似伝送器におけるＴＷＴＡの入出力特性の例である。
【図17】歪補償なしのＬＤＭ送信装置で衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。
【図18】従来の歪補償のＬＤＭ送信装置で衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。
【発明を実施するための形態】
【0066】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【0067】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。図１の送信装置１００は、図１５に示した従来の歪補償機能を有するＬＤＭ送信装置１－３と比較して、特性解析部４０が追加された構成を有する。
図１は、本発明の第１実施形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。図１の送信装置１００は、図１５に示した従来の歪補償機能を有するＬＤＭ送信装置１－３と比較して、特性解析部４０が追加された構成を有する。
【0068】
第１実施形態の送信装置１００は、図８に示す衛星中継器２を介する衛星放送システムに適応可能な送信装置であり、既存のシステムに対して放送波信号を送信することができる。従って、本実施形態の送信装置は、デジタル放送で採用されている規格、例えばＩＳＤＢ－Ｓ、ＩＳＤＢ－Ｓ３、ＤＶＢ－Ｓ２、ＤＶＢ－Ｓ２Ｘなどに準拠したものとすることができる。
【0069】
第１実施形態の送信装置１００は、ＩＱ信号出力部１１と、歪補償部３０と、特性解析部４０と、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部２１と、ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）部２２と、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換・直交変調部２３とを備えている。歪補償部３０は、疑似伝送路３１０と、信号補償演算手段３２０とを備えている。以下、各構成要素について説明するが、既に、説明済みの構成要素と同一のものは説明を省略又は簡略化する。
【0070】
ＩＱ信号出力部１１は、図１３、図１５に示すＬＤＭ方式のＩＱ信号出力部１１と同じであり、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１１と、高階層マッピング部１１２と、Ｓ／Ｐ変換部１１３と、低階層マッピング部１１４と、振幅調整部１１５と、合成部１１６とからなる。なお、後述のとおり、ＩＱ信号出力部はＬＤＭ方式に限られず、任意の変調方式のＩＱ信号出力部を用いることができる。
【0071】
本実施形態では、入力された高階層のデジタル信号（情報ビットのシリアル系列）がＳ／Ｐ変換部１１１でパラレル系列に変換され、高階層マッピング部１１２にて、所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ）でＩＱ平面上にマッピングされる。一方、低階層のデジタル信号（情報ビットのシリアル系列）はＳ／Ｐ変換部１１３でパラレル系列に変換され、低階層マッピング部１１４にて、所定の変調方式（例えば、８ＰＳＫ）でＩＱ平面上にマッピングされる。なお、高階層マッピング部１１２と低階層マッピング部１１４は、処理の同期をとる。振幅調整部１１５は、高階層と低階層の電力に所望のレベル差（ＩＬ）を設定するように、低階層のＩＱ信号の信号振幅を調整し、合成部１１６は、高階層のＩＱ信号と振幅調整された低階層のＩＱ信号を合成し、電力を規格化した上で、合成信号を出力する。こうして生成されたＩＱ信号は、歪補償部３０に出力される。
【0072】
歪補償部３０は、疑似伝送路３１０と信号補償演算手段３２０とからなる。疑似伝送路３１０は、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部３０１、波形整形（ＲＲＦ）部３０２、擬似伝送器３０３、ＲＲＦ部３０７、ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部３０８で構成される。信号補償演算手段３２０は、本実施形態ではベクトル演算手段であり、遅延部３２１、ベクトル加算部３２２、逆特性係数部３２３、ベクトル加算部３２４で構成される。
【0073】
アップサンプリング部３０１は、入力されたＩＱ信号のサンプル点に対しＮ倍（本実施形態では、Ｎ＝２）のアップサンプリングを行う。ＲＲＦ部３０２は、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。なお、アップサンプリング部３０１とＲＲＦ部３０２は、送信装置におけるアップサンプリング部２１及びＲＲＦ部２２と等価な要素を疑似伝送路３１０に設けたものであり、送信装置の出力構成に対応させて適宜設けることができる。
【0074】
擬似伝送器３０３は、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４、疑似ＴＷＴＡ３０５、疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６を備えており、図８に示す実衛星の衛星中継器２の位相及び振幅の周波数特性及び非線形特性に近似した特性を有する。
【0075】
疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４及び疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６は、図１０に示すＩＭＵＸフィルタ３及びＯＭＵＸフィルタ５の特性が反映される。
【0076】
本実施形態では、疑似ＴＷＴＡ３０５の特性は、図１６に示す入出力特性（図９のＴＷＴＡ４の実データ特性）を基礎として、後述する特性解析部４０の指令により入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性が調整される。なお、本実施形態では、動作点の入力電力を－３．３ｄＢに設定して、信号処理計算をする。
【0077】
歪補償部３０を備える送信装置は、実際の装置で実現することもできるが、後述のとおり、コンピュータ及びプログラムによるデジタル信号処理として歪補償部の処理を実現することができる。デジタル信号処理では、図１０及び図１６の特性はテーブルファイルとして反映される。擬似伝送器３０３は、送信するデジタル信号の信号点のマッピング後の理想ＩＱ信号点に対して、伝送路上の伝送器（ここでは、衛星中継器２）によって生じ得る信号点のずれを模擬した信号点をもつＩＱ信号を出力する。
【0078】
ＲＲＦ部３０７は、疑似伝送器３０３を経たＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。また、ダウンサンプリング部３０８は、非サンプル点を含むＩＱ信号点を所定の比率（本実施形態では、１／２）で間引き、元のサンプル点に戻す。なお、ＲＲＦ部３０７とダウンサンプリング部３０８は、受信装置におけるＲＲＦ部及びダウンサンプリング部と等価な要素を疑似伝送路３１０に設けたものであり、擬似伝送路３１０は、送受信装置を考慮したＩＱ信号に対する想定伝送路となる。
【0079】
信号補償演算手段３２０は、ＩＱ信号出力部１１から入力された無歪のＩＱ信号（理想ＩＱ信号）と疑似伝送路３１０を通過した（伝送路歪の含まれた）ＩＱ信号の２つの信号から、演算により歪補償ありのＩＱ信号を生成する手段である。本実施形態の信号補償演算手段３２０は、ベクトル演算手段である。
【0080】
遅延部３２１は、ベクトル加算部３２２に入力される２系統の信号間の同期をとるために、タイミングを調整する。すなわち、遅延部３２１は、擬似伝送路３１０を通過することによって生じる遅延量Ｄと同一の遅延量Ｄを、ＩＱ信号出力部１１から入力された無歪のＩＱ信号に与え、２系統の信号を同期させるように機能する。
【0081】
ベクトル加算部３２２は、同期のとれた２系統のＩＱ信号のベクトル演算（減算処理）を行うことで、疑似伝送路３１０を通過したことにより生じた誤差ベクトルを算出する。
逆特性係数部３２３は、疑似伝送路３１０の通過による誤差ベクトルに係数Ｋ（重み）を乗算する。例えば、本実施形態においては係数Ｋを１とするが、補償の程度により、係数Ｋは適宜調整することができる。
逆特性係数部３２３は、疑似伝送路３１０の通過による誤差ベクトルに係数Ｋ（重み）を乗算する。例えば、本実施形態においては係数Ｋを１とするが、補償の程度により、係数Ｋは適宜調整することができる。
【0082】
ベクトル加算部３２４は、ＩＱ信号出力部１１からの無歪のＩＱ信号（理想ＩＱ信号）に対して、係数重みをかけた誤差ベクトルを減算する（逆ベクトルを加算する）ベクトル演算を行うことで、歪補償されたＩＱ信号（歪補償ありのデータＩＱ信号点ベクトル）を生成する。なお、逆特性係数部３２３において、係数を負の数値として乗算し、ベクトル加算部３２４で加算を行っても良い。
【0083】
したがって、信号補償演算手段３２０は、擬似伝送路３１０を通過させたＩＱ信号とＩＱ信号出力部１１から入力された対応する無歪のＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された誤差信号と無歪のＩＱ信号に基づいて、歪補償されたＩＱ信号を生成する。
【0084】
歪補償部３０から出力された歪補償されたＩＱ信号は、変調波信号として出力される。すなわち、Ｕ／Ｓ部２１は、ＩＱ信号のサンプル点に対し２倍のアップサンプリングを行い、ＲＲＦ部２２は、アップサンプリングされたＩＱ信号に対し、ルートロールオフ特性をもつ帯域制限フィルタによる波形整形処理を行う。Ｄ／Ａ変換・直交変調部２３は、ＲＲＦ部２２による波形整形後の信号をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号を直交変調して、アナログの変調波信号として出力する。
【0085】
特性解析部４０は、ＩＱ信号出力部１１におけるＩＱ信号点配置、擬似伝送器３０３の特性と動作点、及び、信号補償演算手段３２０における係数Ｋの情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて擬似伝送器３０３の特性を補正する。
【0086】
以下、特性解析部４０の具体的な処理と、従来の歪補償送信装置（図１５）と比較した効果について、衛星伝送を想定した検証計算とともに説明する。
【0087】
特性解析部４０は、まずＩＱ信号出力部１１における出力信号の信号点配置の情報、擬似伝送器３０３の特性と疑似ＴＷＴＡ３０５の設定動作点、信号補償演算手段３２０の係数情報を取得する。これらの情報から伝送路通過後のＩＱ信号点を推定、解析することができる。なお、特性解析部４０は、ＯＭＵＸフィルタ３０６出力部をモニタし、ＯＢＯを取得することにより、ＭＥＲとのトレードオフ量を検出し、より高性能な歪補償が可能となる。
【0088】
１回目の特性解析は、疑似伝送器３０３（すなわち、疑似ＴＷＴＡ３０５）の入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性を、図１６に示す入出力特性（衛星中継器２のＴＷＴＡ４の実データ特性）として、伝送路通過後のＩＱ信号点を推定、解析する。この結果は、表１で求めた（ｂ）従来歪補償による場合の計算結果となる。なお、表２にも、従来の歪補償による特性解析結果を「（ｂ）従来歪補償による受信信号重心振幅」として再掲する。受信信号の振幅（重心振幅）は、受信コンスタレーションに基づいて、送信側で同一信号点とされる点の集合群から重心をとり、また送信側で同一振幅となる点の振幅平均をとったものである。１回目の特性解析結果から、ＬＤＭ方式の変調方式の場合、非線形の影響を受けやすいｒ５の振幅は２．７０ｄＢとなっており、原信号の振幅である３．００ｄＢに対し、０．３ｄＢ分の振幅歪による残留があることが得られる。
【0089】
上記１回目の特性解析結果から得られた擬似伝送器３０３の入出力特性の補正例を、図２に示す。ＩＢＯを３．３ｄＢに設定した場合、ｒ５の電力に相当する疑似ＴＷＴＡ３０５の入力電力は－０．３（＝－３．３＋３．００）ｄＢに相当する。本実施形態では１ｄＢステップ刻みのスプライン補間で特性を反映しているため、疑似伝送器３０３（疑似ＴＷＴＡ３０５）の入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性の－０．３ｄＢより高い入力電力に対応する出力電力を０．３ｄＢ下げる。このとき、後段の信号補償演算手段３２０では約０．３ｄＢ上げようとするため、受信信号のｒ５における振幅歪が軽減される仕組みである。特性解析部４０は、擬似伝送器３０３の疑似ＴＷＴＡ３０５に対し、図２の特性となるよう入出力特性を補正する。
【0090】
図３は、本発明の１回目の特性解析の結果を反映した歪補償部３０により歪補償を行い、衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。また、この受信信号に基づく（ｃ）本発明による受信信号特性（振幅及びＭＥＲ）を、（ｂ）従来歪補償による受信信号特性と比較して、表２に示す。
【0091】
【表2】
【0092】
本発明（１回目の特性解析）の歪補償の結果、（ｂ）従来の歪補償の場合と比較して、ＭＥＲは２１．７ｄＢから２１．９ｄＢとなり受信性能が改善している。このときＯＢＯは（ｂ）と（ｃ）とも２．７ｄＢであったため、トレードオフを考慮しても改善していると言える。またｒ５の振幅も２．７０ｄＢから２．７４ｄＢとなっており、原信号の振幅である３．００ｄＢに近づいている。したがって、本発明により、従来の歪補償手段よりも、伝送路で生じた受信信号の振幅歪を軽減し、受信性能を改善することができる。
【0093】
しかしながら、１回目の特性解析に基づく歪補償の結果は、０．２６ｄＢの振幅歪による残留があることがわかる。１回目の特性解析に基づく歪補償による受信信号特性の上記解析は、２回目の特性解析に相当する。本発明では、この特性解析結果を利用して、さらに特性向上を図ることができる。
【0094】
上記２回目の特性解析結果から得られた擬似伝送器３０３の入出力特性の補正例を、図４に示す。１回目と同様に、疑似伝送器３０３（疑似ＴＷＴＡ３０５）の入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性のｒ５の電力（－０．３ｄＢ）より高い入力電力に対応する出力電力をさらに０．２６ｄＢ下げる。特性解析部４０は、擬似伝送器３０３の疑似ＴＷＴＡ３０５に対し、図４の特性となるよう入出力特性を補正する。
【0095】
図５は、本発明の２回目の特性解析の結果を反映した歪補償部３０により歪補償を行い、衛星伝送したときの受信コンスタレーションの例である。また、この受信信号に基づく、（ｄ）本発明（２回目の特性解析）による受信信号特性（振幅及びＭＥＲ）を、（ｃ）本発明（１回目の特性解析）による受信信号特性、及び（ｂ）従来歪補償による受信信号特性と比較して、表３に示す。
【0096】
【表3】
【0097】
表３によれば、本発明の２回目の特性解析に基づく歪補償の結果は、１回目の特性解析に基づく歪補償（ｃ）と比較して、ＭＥＲが２１．９ｄＢから２２．０ｄＢとなり受信性能が改善している。このときも同様にＯＢＯは（ｃ）と（ｄ）ともに２．７ｄＢであったため、トレードオフを考慮しても改善していると言える。またｒ５の振幅も２．７０ｄＢから２．７７ｄＢとなっており、原信号の振幅である３．００ｄＢに更に近づいていることがわかる。
【0098】
さらに、３回目の特性解析に基づいて、疑似伝送器３０３（疑似ＴＷＴＡ３０５）の入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性の補正を行い、補償効果を改善することも可能である。
【0099】
以上のような解析の繰り返しにより、ＭＥＲが改善し、受信性能も改善する。また、本実施形態ではＯＢＯの変化はみられなったが、上記のような疑似ＴＷＴＡ特性の更新により、ＯＢＯは少しずつ増加するものと予想できるため、ＭＥＲとＯＢＯのトレードオフにより最適な特性が導出される。
【0100】
本実施形態では、振幅歪量と同じだけの補正量を入出力特性に反映させたが、これは１例に過ぎず、２分法などを用いて更新を繰り返す方法（本実施形態で言えば、１回目の出力電力の補正量を０．３０ｄＢではなく０．１５ｄＢにする方法）も、本発明の一つの手法であることは言うまでもない。
【0101】
（第２実施形態）
本発明の第１実施形態の構成例として、ＬＤＭ送信装置を例に挙げたが、本発明は一般的な送信装置にも適用可能で、かつＩＳＤＢ－Ｓ３等の伝送方式に依存するものではない。
本発明の第１実施形態の構成例として、ＬＤＭ送信装置を例に挙げたが、本発明は一般的な送信装置にも適用可能で、かつＩＳＤＢ－Ｓ３等の伝送方式に依存するものではない。
【0102】
図６は、本発明の第２実施形態の送信装置の構成例を示すブロック図であり、本発明の歪補償を、図１１に示す一般的な送信装置に適用した例である。本実施形態の送信装置２００は、ＩＱ信号出力部１０と、歪補償部３０と、特性解析部４０と、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部２１と、ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）部２２と、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換・直交変調部２３とを備えている。歪補償部３０は、疑似伝送路３１０と、信号補償演算手段３２０とを備えている。以下の説明において、既に、説明済みの構成要素と同一のものは説明を省略又は簡略化する。
【0103】
ＩＱ信号出力部１０は、図１１のＩＱ信号出力部１０と同じ構成であり、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０１と、マッピング部１０２からなる。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力されたデジタル信号を、マッピングのビット数（例えば、３２ＡＰＳＫであれば５ビット）に応じたパラレル系列に変換して出力し、マッピング部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から出力された情報ビット系列を、所定の変調方式（π／２シフトＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫ等）でＩＱ平面上にマッピングし、生成したＩＱ信号を出力する。
【0104】
また、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部２１と、ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）部２２と、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換・直交変調部２３の機能は、既に説明したものと同じである。
【0105】
歪補償部３０は、図１の歪補償部３０と同じ構成を備えており、疑似伝送路３１０と信号補償演算手段３２０とからなる。疑似伝送路３１０は、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部３０１、波形整形（ＲＲＦ）部３０２、擬似伝送器３０３、ＲＲＦ部３０７、ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部３０８で構成される。信号補償演算手段３２０は、本実施形態ではベクトル演算手段であり、遅延部３２１、ベクトル加算部３２２、逆特性係数部３２３、ベクトル加算部３２４で構成される。各構成要素の機能・特性等は、図１の送信装置１００の歪補償部３０と同じであるので、説明を省略する。
【0106】
擬似伝送器３０３は、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４、疑似ＴＷＴＡ３０５、疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６を備えており、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４及び疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６は、図１０に示す衛星中継器２のＩＭＵＸフィルタ３及びＯＭＵＸフィルタ５の特性が反映される。また、疑似ＴＷＴＡ３０５の特性は、図１６のＴＷＴＡ４の特性を基礎として、特性解析部４０の指令により入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性が調整される。
【0107】
特性解析部４０の機能は、図１の特性解析部４０と同じであり、ＩＱ信号出力部１０におけるＩＱ信号点配置、擬似伝送器３０３の特性と動作点、及び、信号補償演算手段３２０における係数Ｋの情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて擬似伝送器３０３の特性を補正する。
【0108】
具体的には、第１実施形態で説明したように、特性解析部４０は、取得した情報から伝送路通過後のＩＱ信号点を推定、解析し、例えば受信コンスタレーションに基づいて、原信号のＩＱ信号点と受信側のＩＱ信号点との誤差（残留する歪）を特性解析結果として得る。そして、歪量に応じて擬似伝送器３０３の特性（例えば、疑似ＴＷＴＡ３０５の入出力電力［ＡＭ／ＡＭ］特性）を補正する（図２参照）。こうして、信号特性の解析結果に基づいて、歪補償を改善する。この結果、従来の歪補償手段よりも、伝送路で生じた受信信号の振幅歪を軽減し、受信信号のＭＥＲを改善することができる。
【0109】
なお、信号特性の解析結果に基づく疑似伝送器３０３の特性の補正を複数回行って、信号歪をより低減し、受信性能をさらに改善してもよいことは、第１実施形態と同様である。
【0110】
このように、一般的なＩＱ信号出力部１０から出力されたＩＱ信号に対しても、優れた歪補償がなされる。
【0111】
（歪補償部の変形例）
図７は,本発明における歪補償部の変形例である。第１実施形態（図１）及び第２実施形態（図６）の歪補償部３０は、信号補償演算手段３２０がベクトル演算手段であったが、本変形例の歪補償部３１は、信号補償演算手段３３０として振幅位相演算手段を用いている。
図７は,本発明における歪補償部の変形例である。第１実施形態（図１）及び第２実施形態（図６）の歪補償部３０は、信号補償演算手段３２０がベクトル演算手段であったが、本変形例の歪補償部３１は、信号補償演算手段３３０として振幅位相演算手段を用いている。
【0112】
歪補償部３１は、疑似伝送路３１０と信号補償演算手段３３０を備えている。疑似伝送路３１０は、アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部３０１、波形整形（ＲＲＦ）部３０２、擬似伝送器３０３、ＲＲＦ部３０７、ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部３０８で構成され、擬似伝送器３０３は、疑似ＩＭＵＸフィルタ３０４、疑似ＴＷＴＡ３０５、疑似ＯＭＵＸフィルタ３０６を備える。疑似伝送路３１０の構成は、歪補償部３０と同一であるので、説明を省略する。
【0113】
信号補償演算手段（振幅位相演算手段）３３０は、遅延部３３１と、ＩＱ／振幅位相変換部３３２及び３３３と、振幅位相加算部３３４及び３３６と、逆特性係数部３３５と、振幅位相／ＩＱ変換部３３７とを備えている。信号補償演算手段３３０は、入力された無歪のＩＱ信号（理想ＩＱ信号）と、疑似伝送路３１０を通過した伝送路歪の含まれたＩＱ信号の２つの信号から、演算により歪補償ありのＩＱ信号を生成する手段である。以下、各構成要素について説明する。
【0114】
遅延部３３１は、振幅位相加算部３３４に入力される２系統の信号間の同期をとるために、タイミングを調整する。すなわち、擬似伝送路３１０によって生じる遅延量Ｄと同一の遅延量Ｄを、歪補償部３１に入力されるＩＱ信号（理想ＩＱ信号）に与え、２系統の信号を同期させるように機能する。
【0115】
ＩＱ／振幅位相変換部３３２は、遅延部３３１を経て入力される理想ＩＱ信号を振幅及び位相に変換した値（理想振幅値、理想位相値）を出力する。また、ＩＱ／振幅位相変換部３３３は、擬似伝送路３１０を通過後のＩＱ信号を振幅及び位相に変換した値を出力する。
【0116】
振幅位相加算部３３４は、一方の入力を符号反転しており、ＩＱ／振幅位相変換部３３３から入力される振幅値及び位相値から、それぞれＩＱ／振幅位相変換部３３２から入力される振幅値及び位相値を差し引いた振幅値及び位相値を出力する。振幅位相加算部３３４による演算処理は、擬似伝送路３１０を通過したデジタル信号のＩＱ信号点の振幅値及び位相値と、対応する理想ＩＱ信号点の理想振幅値及び理想位相値との差分を、振幅誤差値及び位相誤差値として信号点ごとに求めることに相当する。
【0117】
逆特性係数部３３５は、振幅位相加算部３３４から生成される振幅誤差値及び位相誤差値に、係数Ｋを乗算する。この係数Ｋは、例えば１であり、補償の程度により適宜選択される。
【0118】
振幅位相加算部３３６は、逆特性係数部３３５より係数乗算された振幅誤差値及び位相誤差値を符号反転した誤差値（符号反転振幅誤差値及び符号反転位相誤差値）に、理想ＩＱ信号点の理想振幅値及び理想位相値を加算した補正振幅値及び補正位相値を算出する。なお、逆特性係数部３３５において、係数を負の数値として乗算し、振幅位相加算部３３６で単純な加算を行ってもよい。
【0119】
振幅位相／ＩＱ変換部３３７は、振幅位相加算部３３６から入力される補正振幅値及び補正位相値をＩＱ信号点に変換し、歪補償された（補正された）ＩＱ信号を出力する。
【0120】
このように、歪補償部３１は、振幅位相演算手段により歪補償されたＩＱ信号を生成し、出力する。なお、図７では明示されていないが、この歪補償部３１は、本発明の送信装置に適用されたとき、特性解析部４０に対して、擬似伝送器３０３の特性と動作点、及び、信号補償演算手段３２０における係数の情報等を出力し、また、特性解析部４０から擬似伝送器３０３の特性の補正指示を受けて、当該補正を擬似伝送器３０３の特性に反映する。
【0121】
したがって、第１実施形態及び第２実施形態の送信装置において、歪補償部３０に代えて歪補償部３１を用いることができる。
【0122】
上記の実施形態では、送信装置の構成と動作について説明したが、本発明はこれに限らず、歪補償された信号を送信する送信方法として構成されてもよい。すなわち、図１のデータの流れに従って、擬似伝送路を通過させたＩＱ信号と無歪のＩＱ信号との誤差信号を求め、係数乗算された誤差信号と無歪の前記ＩＱ信号に基づいて、歪補償された信号を生成する工程と、ＩＱ信号出力部におけるＩＱ信号点配置、擬似伝送器の特性と動作点、及び、信号補償演算手段における係数の情報を少なくとも取得し、伝送路出力におけるＩＱ信号点を解析して、その歪量に応じて擬似伝送器の特性を補正する工程とを備えた、送信方法として構成されても良い。
【0123】
また、上述した送信装置として機能させるためにコンピュータ及びプログラムを好適に用いることができる。コンピュータを、送信装置のＩＱ信号出力部、疑似伝送路、信号補償演算手段、特性解析部等として機能させる処理内容を記述したプログラムを該コンピュータの記憶部に格納しておき、該コンピュータの中央演算処理装置（ＣＰＵ）によってこのプログラムを読み出して実行させることで、本発明の送信装置の歪補償を実現することができる。なお、このプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録可能である。
【0124】
上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形又は変更が可能である。例えば、実施形態に記載の各ブロック、各ステップ等に含まれる機能等は論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の構成ブロック、ステップ等を１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。
【符号の説明】
【0125】
１ 送信装置
２ 衛星中継器
３ ＩＭＵＸフィルタ
４ 進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）
５ ＯＭＵＸフィルタ
６ 受信装置
１０ ＩＱ信号出力部
１０１ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部
１０２ マッピング部
１１ ＩＱ信号出力部
１１１ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部
１１２ 高階層マッピング部
１１３ Ｓ／Ｐ変換部
１１４ 低階層マッピング部
１１５ 振幅調整部
１１６ 合成部
２１ アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部
２２ ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）部
２３ Ｄ／Ａ変換・直交変調部
３０、３１ 歪補償部
３０１ アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部
３０２ ＲＲＦ（波形整形）部
３０３ 擬似伝送器
３０４ 疑似ＩＭＵＸフィルタ
３０５ 疑似ＴＷＴＡ
３０６ 疑似ＯＭＵＸフィルタ
３０７ ＲＲＦ（波形整形）部
３０８ ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部
３１０ 疑似伝送路
３２０ 信号補償演算手段（ベクトル演算手段）
３２１ 遅延部
３２２ ベクトル加算部
３２３ 逆特性係数部
３２４ ベクトル加算部
３３０ 信号補償演算手段（振幅位相演算手段）
３３１ 遅延部
３３２ ＩＱ／振幅位相変換部
３３３ ＩＱ／振幅位相変換部
３３４ 振幅位相加算部
３３５ 逆特性係数部
３３６ 振幅位相加算部
３３７ 振幅位相／ＩＱ変換部
４０ 特性解析部
１００，２００ 送信装置
２ 衛星中継器
３ ＩＭＵＸフィルタ
４ 進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）
５ ＯＭＵＸフィルタ
６ 受信装置
１０ ＩＱ信号出力部
１０１ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部
１０２ マッピング部
１１ ＩＱ信号出力部
１１１ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部
１１２ 高階層マッピング部
１１３ Ｓ／Ｐ変換部
１１４ 低階層マッピング部
１１５ 振幅調整部
１１６ 合成部
２１ アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部
２２ ルートロールオフフィルタ（ＲＲＦ）部
２３ Ｄ／Ａ変換・直交変調部
３０、３１ 歪補償部
３０１ アップサンプリング（Ｕ／Ｓ）部
３０２ ＲＲＦ（波形整形）部
３０３ 擬似伝送器
３０４ 疑似ＩＭＵＸフィルタ
３０５ 疑似ＴＷＴＡ
３０６ 疑似ＯＭＵＸフィルタ
３０７ ＲＲＦ（波形整形）部
３０８ ダウンサンプリング（Ｄ／Ｓ）部
３１０ 疑似伝送路
３２０ 信号補償演算手段（ベクトル演算手段）
３２１ 遅延部
３２２ ベクトル加算部
３２３ 逆特性係数部
３２４ ベクトル加算部
３３０ 信号補償演算手段（振幅位相演算手段）
３３１ 遅延部
３３２ ＩＱ／振幅位相変換部
３３３ ＩＱ／振幅位相変換部
３３４ 振幅位相加算部
３３５ 逆特性係数部
３３６ 振幅位相加算部
３３７ 振幅位相／ＩＱ変換部
４０ 特性解析部
１００，２００ 送信装置
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
