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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024074577
(43)【公開日】2024-05-31
(54)【発明の名称】ＯＦＤＭ変調器及びプログラム
(51)【国際特許分類】
H04L 27/26 20060101AFI20240524BHJP
【ＦＩ】
H04L27/26 310
H04L27/26 200
H04L27/26 114
【審査請求】未請求
【請求項の数】9
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022185836
(22)【出願日】2022-11-21
(71)【出願人】
【識別番号】000004352
【氏名又は名称】日本放送協会
(71)【出願人】
【識別番号】591053926
【氏名又は名称】一般財団法人ＮＨＫエンジニアリングシステム
(74)【代理人】
【識別番号】100143568
【弁理士】
【氏名又は名称】英 貢
(72)【発明者】
【氏名】澁谷 一彦
(72)【発明者】
【氏名】岡野 正寛
(72)【発明者】
【氏名】竹内 知明
(72)【発明者】
【氏名】朝倉 慎悟
(72)【発明者】
【氏名】土田 健一
(72)【発明者】
【氏名】本田 円香
(57)【要約】
【課題】ＡＣＥ法に係るフィルタ特性の誤差の影響を低減させて、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器及びプログラムを提供する。
【解決手段】本発明のＯＦＤＭ変調器１０１は、ＯＦＤＭフレーム構成後のキャリアシンボルについてＡＣＥ法に基づく誤差値を生成するＡＣＥ前処理部１と、その誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の所定の拡張対象キャリアシンボルを用いてＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段（１ｄ又は２ｄ、或いは１ｄ，２ｄ，１Ｓ）と、再構成後のＯＦＤＭフレームの信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施してＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部（１２４）と、を備える。ＡＣＥ前処理部１は、ＡＣＥ前処理に用いる補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正するように構成されるフィルタ特性補正部１０（１０‐１，１０‐２）を備える。
【選択図】図１
【解決手段】本発明のＯＦＤＭ変調器１０１は、ＯＦＤＭフレーム構成後のキャリアシンボルについてＡＣＥ法に基づく誤差値を生成するＡＣＥ前処理部１と、その誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の所定の拡張対象キャリアシンボルを用いてＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段（１ｄ又は２ｄ、或いは１ｄ，２ｄ，１Ｓ）と、再構成後のＯＦＤＭフレームの信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施してＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部（１２４）と、を備える。ＡＣＥ前処理部１は、ＡＣＥ前処理に用いる補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正するように構成されるフィルタ特性補正部１０（１０‐１，１０‐２）を備える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器であって、
ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、ＡＣＥ法に基づく誤差値を生成するＡＣＥ前処理部と、
ＡＣＥ法の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる拡張対象とする予め定めた拡張対象キャリアシンボルとして所定の信号点位置のデータシンボル、ＴＭＣＣキャリアシンボル及びＬｃｈキャリアシンボルのうちいずれか１種以上について拡張可能として判定した場合に、前記誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の拡張対象キャリアシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段と、
当該ＯＦＤＭフレームを再構成した後の信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施すことにより、時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、を備え、
前記ＡＣＥ前処理部は、
ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、予め定めた第１のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第１のフィルタ特性補正部と、
当該補正処理後のキャリアシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換するＩＦＦＴ部と、
当該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施すアップサンプリング部と、
当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、内挿補間するフィルタ処理を施す補間フィルタ部と、
当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、時間領域で予め定めた信号振幅値によるクリップ処理を施す時間領域クリップ処理部と、
当該クリップ処理後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として所定帯域外の不要成分を除去するフィルタ処理を施す前置フィルタ部と、
該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施すダウンサンプリング部と、
当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルを生成するＦＦＴ部と、
該キャリアシンボルについて、予め定めた第２のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第２のフィルタ特性補正部と、
前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルと、前記第２のフィルタ特性補正部による補正処理後のキャリアシンボルとを比較して、当該比較によるシンボル単位の差分を示す誤差値を生成する減算部と、を有し、
前記第１及び第２のフィルタ特性補正部は、それぞれ前記補間フィルタ部及び前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正するように構成されていることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、ＡＣＥ法に基づく誤差値を生成するＡＣＥ前処理部と、
ＡＣＥ法の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる拡張対象とする予め定めた拡張対象キャリアシンボルとして所定の信号点位置のデータシンボル、ＴＭＣＣキャリアシンボル及びＬｃｈキャリアシンボルのうちいずれか１種以上について拡張可能として判定した場合に、前記誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の拡張対象キャリアシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段と、
当該ＯＦＤＭフレームを再構成した後の信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施すことにより、時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、を備え、
前記ＡＣＥ前処理部は、
ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、予め定めた第１のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第１のフィルタ特性補正部と、
当該補正処理後のキャリアシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換するＩＦＦＴ部と、
当該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施すアップサンプリング部と、
当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、内挿補間するフィルタ処理を施す補間フィルタ部と、
当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、時間領域で予め定めた信号振幅値によるクリップ処理を施す時間領域クリップ処理部と、
当該クリップ処理後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として所定帯域外の不要成分を除去するフィルタ処理を施す前置フィルタ部と、
該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施すダウンサンプリング部と、
当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルを生成するＦＦＴ部と、
該キャリアシンボルについて、予め定めた第２のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第２のフィルタ特性補正部と、
前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルと、前記第２のフィルタ特性補正部による補正処理後のキャリアシンボルとを比較して、当該比較によるシンボル単位の差分を示す誤差値を生成する減算部と、を有し、
前記第１及び第２のフィルタ特性補正部は、それぞれ前記補間フィルタ部及び前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正するように構成されていることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
【請求項2】
前記第１のフィルタ特性補正部は、当該周波数領域のキャリアシンボルについて、当該第１のフィルタ特性補正データを用いて、前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施すように構成され、
前記第２のフィルタ特性補正部は、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、当該第２のフィルタ特性補正データを用いて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施すように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記第２のフィルタ特性補正部は、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、当該第２のフィルタ特性補正データを用いて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施すように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項3】
前記第１のフィルタ特性補正部で用いる当該第１のフィルタ特性補正データは、当該周波数領域のキャリアシンボルについて、前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成され、
前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データは、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データは、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項4】
前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性と、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性とを同一とし、
前記第１のフィルタ特性補正部で用いる当該第１のフィルタ特性補正データは、前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データと同一とし、
当該第１及び第２のフィルタ特性補正データは、
前記ＩＦＦＴ部により、予め用意した補正データ用パイロットシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換し、
前記アップサンプリング部により、該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施し、
前記補間フィルタ部により、該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について補間フィルタ処理を施し、
前記時間領域クリップ処理部によるクリップ処理をスルーして、
前記前置フィルタ部により、該内挿補間したアップサンプリング後の信号についてフィルタ処理を施し、
前記ダウンサンプリング部により、該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施し、
前記ＦＦＴ部により、該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、変換後の補正データ用パイロットシンボルを生成し、
伝送路応答算出処理として、該変換後の補正データ用パイロットシンボルを前記予め用意した補正データ用パイロットシンボルで複素除算する処理を施すことにより当該フィルタ特性の誤差値をサブキャリア単位で算出し、
ルート処理として、該誤差値に対しその平方根を計算し、該平方根の計算結果の逆数を計算することにより生成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記第１のフィルタ特性補正部で用いる当該第１のフィルタ特性補正データは、前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データと同一とし、
当該第１及び第２のフィルタ特性補正データは、
前記ＩＦＦＴ部により、予め用意した補正データ用パイロットシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換し、
前記アップサンプリング部により、該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施し、
前記補間フィルタ部により、該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について補間フィルタ処理を施し、
前記時間領域クリップ処理部によるクリップ処理をスルーして、
前記前置フィルタ部により、該内挿補間したアップサンプリング後の信号についてフィルタ処理を施し、
前記ダウンサンプリング部により、該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施し、
前記ＦＦＴ部により、該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、変換後の補正データ用パイロットシンボルを生成し、
伝送路応答算出処理として、該変換後の補正データ用パイロットシンボルを前記予め用意した補正データ用パイロットシンボルで複素除算する処理を施すことにより当該フィルタ特性の誤差値をサブキャリア単位で算出し、
ルート処理として、該誤差値に対しその平方根を計算し、該平方根の計算結果の逆数を計算することにより生成されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項5】
前記第１のフィルタ特性補正部及び前記第２のフィルタ特性補正部の各々は、それぞれの当該第１及び第２のフィルタ特性補正データとして、処理するＯＦＤＭフレーム構成後の信号のサブキャリアの数分の複素データメモリを備え、
前記第１のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差、もしくは前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差の逆数が当該第１のフィルタ特性補正データとして格納され、
前記第２のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記前置フィルタの周波数特性の誤差、もしくは前記前置フィルタの周波数特性の誤差の逆数が当該第２のフィルタ特性補正データとして格納されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記第１のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差、もしくは前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差の逆数が当該第１のフィルタ特性補正データとして格納され、
前記第２のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記前置フィルタの周波数特性の誤差、もしくは前記前置フィルタの周波数特性の誤差の逆数が当該第２のフィルタ特性補正データとして格納されていることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項6】
前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部として、
前記ＡＣＥ前処理部によって得られた各キャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、
当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルに加算することにより、利得拡張後のキャリアシンボルを生成する加算部と、
当該利得拡張後のキャリアシンボルについて、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限したキャリアシンボルへと更新するＩＱ独立拡張制限部と、
１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＩＱ独立信号選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記ＡＣＥ前処理部によって得られた各キャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、
当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルに加算することにより、利得拡張後のキャリアシンボルを生成する加算部と、
当該利得拡張後のキャリアシンボルについて、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限したキャリアシンボルへと更新するＩＱ独立拡張制限部と、
１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＩＱ独立信号選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項7】
前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部として、
前記ＡＣＥ前処理部によって得られたキャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、
２Ｄ-ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能と判定した場合に、当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、ＩＱ平面上で振幅及び角度について拡張制限した当該拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値へと更新する拡張領域制限処理部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張制限した拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルに加算することにより、拡張制限した拡張対象キャリアシンボルを生成する加算部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張可能として判定しＩＱ平面上で拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するキャリアシンボル選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
前記ＡＣＥ前処理部によって得られたキャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、
２Ｄ-ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能と判定した場合に、当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、ＩＱ平面上で振幅及び角度について拡張制限した当該拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値へと更新する拡張領域制限処理部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張制限した拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルに加算することにより、拡張制限した拡張対象キャリアシンボルを生成する加算部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張可能として判定しＩＱ平面上で拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するキャリアシンボル選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項8】
前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、
１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する１Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する２Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、
前記１Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られるＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第１の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、前記２Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られる２Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第２の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、を階層別にキャリア選択してＯＦＤＭフレームを再構成するキャリア選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する１Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、
２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する２Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、
前記１Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られるＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第１の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、前記２Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られる２Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第２の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、を階層別にキャリア選択してＯＦＤＭフレームを再構成するキャリア選択部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器。
【請求項9】
請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、デジタル信号の伝送に係り、特にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いる地上デジタル放送のＯＦＤＭ変調及びプログラムに関する。
【背景技術】
【0002】
近年、一般に地上デジタル放送では、伝送方式として、マルチパス妨害に強いＯＦＤＭ方式が採用されている。地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号は、数千～数万という非常に多くの互いに直交するキャリア（サブキャリア）で構成されており、伝送帯域内で矩形な形状のスペクトルを有する。一方、ＯＦＤＭ信号の時間波形は、白色ガウス雑音とほぼ同じであり、平均電力とピーク電力の比が大きい、すなわちピーク率の高い波形になっている。次に、こうした多数のサブキャリアで構成され、ピーク率が高いＯＦＤＭ信号を増幅する場合、ＯＦＤＭ信号の送信装置の出力段に設けられる電力増幅器の直線性が悪い（非線形特性を有する場合）と、それぞれのサブキャリアの間に相互変調が生じて干渉妨害を引き起こすため、直線性の優れた電力増幅器を使用する必要がある。
【0003】
電力増幅器の直線性を確保する方法としては、電力増幅器の入力バックオフ（電力増幅器の出力が飽和する入力レベルと実際に入力する信号レベルの比、ｄＢ表示では差）を大きくとって、電力増幅器の入出力特性の直線性の良い領域を使用する方法がある。しかし、この方法では、電力増幅器の効率（電力増幅器に与える電力と取り出される出力信号電力の比）が低下してしまい、電力増幅器の消費電力が大きく、発熱量も多い。この問題を解決する方法として、プリディストーション方式やフィードフォーワード方式の非線形歪み補償機能付きの電力増幅器が開発されて、ＩＳＤＢ－Ｔ方式による日本の地上デジタル放送の送信機で使用されている。
【0004】
一方、こうした電力増幅器の非線形特性による特性劣化を軽減するアプローチとして、信号処理によりＯＦＤＭ信号のピーク率を抑制する様々な手法（ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）低減技術と呼ばれている。）が考案されている。その代表的な手法として、ＴＲ（Tone Reservation）法とＡＣＥ（Active Constellation Extension）法があり、欧州の次世代地上デジタル放送方式であるＤＶＢ－Ｔ２や米国の次世代地上デジタル放送方式であるＡＴＳＣ‐３．０などで、実際に採用されている。日本の次世代地上デジタル放送方式（「地上放送高度化方式」とも呼ばれている。）においても、こうしたＰＡＰＲ低減技術の導入が望まれる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】“地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式 標準規格 ARIB STD-B31 2.2版”、平成26年3月18日改定、一般社団法人 電波産業会（ARIB）
【非特許文献2】DVB Document A133 Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)
【非特許文献3】DVB Document A122 Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)
【非特許文献4】ATSC Standard: Physical Layer Protocol Doc. A/322:2017
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
まず、図１０は、典型的なＯＦＤＭ信号の送信装置１００の概略構成を示すブロック図である。図１０に例示する送信装置１００は、ＯＦＤＭ変調器１０１、周波数変換器１０２、ローカル発振器１０３、電力増幅器１０４、及び送信フィルタ１０５を備える。
【0007】
ＯＦＤＭ変調器１０１は、送信データを入力し、その主信号について変調した所定数のデータシンボルを構成するとともに、ＳＰ（Scattered Pilot）やＣＰ（Continual Pilot）のようなパイロット信号のシンボル、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration and Control）信号として知られる制御信号のシンボル（ＴＭＣＣキャリアシンボル）、及びＬＬｃｈ（Low Latency channel）としても使用されるＬｃｈのシンボル（Ｌｃｈキャリアシンボル）を付加することでＯＦＤＭフレームを構成し、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成する。そして、ＯＦＤＭ変調器１０１は、そのＯＦＤＭ信号に対して所定期間毎に有効シンボルを区分する所定のガードインターバルを付加して、直交変調処理を施すことにより、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成し、デジタル／アナログ変換によりアナログＩＦ信号に変換して、周波数変換器１０２に出力する。
【0008】
周波数変換器１０２は、ＯＦＤＭ変調器１０１から得られるアナログＩＦ信号をローカル発振器１０３からの局発信号を用いて放送用のＲＦ（Radio Frequency）信号に変換し、電力増幅器１０４に出力する。
【0009】
ローカル発振器１０３は、アナログＩＦ信号を放送用のＲＦ信号に変換するための局発信号を周波数変換器１０２に供給する。
【0010】
電力増幅器１０４は、周波数変換器１０２から得られるＲＦ信号を電力増幅して、送信フィルタ１０５に出力する。
【0011】
送信フィルタ１０５は、電力増幅器１０４から得られる電力増幅後のＲＦ信号について不要波成分を除去し、送信アンテナＴｘを介して地上の受信装置（中継装置を含む。）に向けて放射する。
【0012】
ここで、上述したように、電力増幅器１０４の非線形特性による特性劣化を軽減するアプローチとしてＴＲ法やＡＣＥ法などのＰＡＰＲ低減技術が知られており、ＡＣＥ法に基づく信号処理系統を構成するＡＣＥ処理部１２３は、ＯＦＤＭ変調器１０１内に配置される。
【0013】
図１１は、ＡＣＥ法に基づくＯＦＤＭ変調器１０１の概略構成を示すブロック図である。図１１に例示するＯＦＤＭ変調器１０１は、入力部１１１、Ａ階層のデータキャリアを生成するための誤り訂正符号化部１１２Ａ、ビットインターリーブ部１１３Ａ、及びマッピング部１１４Ａ、Ｂ階層のデータキャリアを生成するための誤り訂正符号化部１１２Ｂ、ビットインターリーブ部１１３Ｂ、及びマッピング部１１４Ｂ、Ｃ階層のデータキャリアを生成するための誤り訂正符号化部１１２Ｃ、ビットインターリーブ部１１３Ｃ、及びマッピング部１１４Ｃ、階層合成部１１５、時間・周波数インターリーブ部１１６、Ｌｃｈキャリアを生成するための誤り訂正符号化部１１７、及びＬｃｈ信号生成部１１８、制御信号として知られるＴＭＣＣ信号のキャリアを生成するためのＴＭＣＣ情報ビット生成部１１９、ＳＰやＣＰのようなパイロット信号を生成するためのパイロット信号生成部１２０、及びＴＭＣＣ信号生成部１２１、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２、ＡＣＥ処理部１２３、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１２４、ＧＩ付加部１２５、及び直交変調部１２６を備える。
【0014】
入力部１１１は、送信データとして、伝送する主信号データ、Ｌｃｈ用のＬＬｃｈデータ、及びＴＭＣＣ情報を入力し、主信号データについては予め指定して用いる階層の信号系統（Ａ階層の誤り訂正符号化部１１２Ａ、Ｂ階層の誤り訂正符号化部１１２Ｂ、Ｃ階層の誤り訂正符号化部１１２Ｃ）に出力し、ＬＬｃｈデータについては誤り訂正符号化部１１７に出力し、ＴＭＣＣ情報についてはＴＭＣＣ情報ビット生成部１１９、及びパイロット信号生成部１２０に出力する。
【0015】
誤り訂正符号化部１１２Ａ、ビットインターリーブ部１１３Ａ、及びマッピング部１１４Ａは、Ａ階層のデータシンボルを構成するための信号系統として主要な信号処理部のみを示しているが、誤り訂正符号化部１１２Ａによって入力部１１１からＡ階層用に入力される主信号データについて所定サイズの誤り訂正符号化フレームに区切り、誤り訂正符号化処理によってパリティビットを付加した後、ビットインターリーブ部１１３Ａによって所定数の誤り訂正符号化フレーム間でビット入れ替えを行うビットインターリーブ処理を施し、さらにマッピング部１１４Ａによって所定の変調方式に従ってＯＦＤＭ用にキャリア変調を施し、マッピングしたＡ階層のデータシンボルを構成し、階層合成部１１５に出力する。
【0016】
誤り訂正符号化部１１２Ｂ、ビットインターリーブ部１１３Ｂ、及びマッピング部１１４Ｂは、Ｂ階層のデータシンボルを構成するための信号系統として主要な信号処理部のみを示しているが、誤り訂正符号化部１１２Ｂによって入力部１１１からＢ階層用に入力される主信号データについて所定サイズの誤り訂正符号化フレームに区切り、誤り訂正符号化処理によってパリティビットを付加した後、ビットインターリーブ部１１３Ｂによって所定数の誤り訂正符号化フレーム間でビット入れ替えを行うビットインターリーブ処理を施し、さらにマッピング部１１４Ｂによって所定の変調方式に従ってＯＦＤＭ用にキャリア変調を施し、マッピングしたＢ階層のデータシンボルを構成し、階層合成部１１５に出力する。
【0017】
誤り訂正符号化部１１２Ｃ、ビットインターリーブ部１１３Ｃ、及びマッピング部１１４Ｃは、Ｃ階層のデータシンボルを構成するための信号系統として主要な信号処理部のみを示しているが、誤り訂正符号化部１１２Ｃによって入力部１１１からＣ階層用に入力される主信号データについて所定サイズの誤り訂正符号化フレームに区切り、誤り訂正符号化処理によってパリティビットを付加した後、ビットインターリーブ部１１３Ｃによって所定数の誤り訂正符号化フレーム間でビット入れ替えを行うビットインターリーブ処理を施し、さらにマッピング部１１４Ｃによって所定の変調方式に従ってＯＦＤＭ用にキャリア変調を施し、マッピングしたＣ階層のデータシンボルを構成し、階層合成部１１５に出力する。
【0018】
階層合成部１１５は、マッピング部１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃからそれぞれ得られる各階層のデータシンボルを合成し、時間・周波数インターリーブ部１１６に出力する。
【0019】
時間・周波数インターリーブ部１１６は、階層合成部１１５から得られる階層合成後のデータシンボルについて、まずシンボル方向（時間方向）に信号を入れ替える時間インターリーブ処理を施した後、サブキャリア方向（周波数方向）に信号を入れ替える周波数インターリーブ処理を施し、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２に出力する。
【0020】
誤り訂正符号化部１１７、及びＬｃｈ信号生成部１１８は、Ｌｃｈキャリアのシンボルを構成するための信号系統として主要な信号処理部のみを示しているが、誤り訂正符号化部１１７によって入力部１１１から入力される本例ではＬＬｃｈデータについて所定サイズの誤り訂正符号化フレームに区切り、誤り訂正符号化処理によってパリティビットを付加した後、Ｌｃｈ信号生成部１１８により差動基準ビットの付加、及び、それを位相基準としたＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）変調を施し、Ｌｃｈキャリアのシンボルを構成し、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２に出力する。
【0021】
ＴＭＣＣ情報ビット生成部１１９、及びＴＭＣＣ信号生成部１２１は、ＴＭＣＣキャリアのシンボルを構成するための信号系統として主要な信号処理部のみを示しているが、ＴＭＣＣ情報ビット生成部１１９によって入力部１１１から入力されるＴＭＣＣ情報（各階層のデータキャリアにおける誤り訂正符号化処理における符号化率や変調方式、ＳＰ，ＣＰ等のパイロット信号の挿入位置を指定する情報を含む。）についてＴＭＣＣ信号用のフレームを構成するビットを生成した後、ＴＭＣＣ信号生成部１２１により差動基準ビットの付加、及び、それを基準としたＤＢＰＳＫ変調を施し、ＴＭＣＣキャリアのシンボルを構成し、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２に出力する。尚、ＴＭＣＣ情報ビット生成部１１９において、誤り訂正符号化処理を施す構成とすることができる。
【0022】
パイロット信号生成部１２０は、入力部１１１から入力されるＴＭＣＣ情報からＳＰ，ＣＰ等のパイロット信号の挿入位置の指定情報を抽出し、その指定情報に応じてＳＰ，ＣＰ等のパイロット信号のシンボルをＯＦＤＭフレーム構成部１２２に出力する。
【0023】
ＯＦＤＭフレーム構成部１２２は、時間・周波数インターリーブ部１１６から得られる所定数のデータシンボルを入力するとともに、パイロット信号生成部１２０から得られるＳＰやＣＰのようなパイロット信号のシンボル、ＴＭＣＣ信号生成部１２１から得られるＴＭＣＣキャリアとして知られる制御信号のシンボル、及びＬｃｈ信号生成部１１８から得られるＬｃｈキャリアのシンボルを付加することでＯＦＤＭフレームを構成する。そして、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２は、そのＯＦＤＭフレーム構成後の信号をＡＣＥ処理部１２３に出力する。
【0024】
ＡＣＥ処理部１２３は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からＯＦＤＭフレーム構成後の信号を入力し、そのＯＦＤＭフレームにおけるデータシンボルについて（パイロット信号、制御信号及びＬｃｈのシンボルを除く）、ＯＦＤＭ信号のピーク率を抑制するＡＣＥ法に基づく信号処理を施し、そのＡＣＥ法に基づく信号処理を施した後のデータシンボルを含むＯＦＤＭフレームを再構成してＩＦＦＴ部１２４に出力する。
【0025】
ＩＦＦＴ部１２４は、ＯＦＤＭ信号生成部として機能し、ＡＣＥ処理部１２３からＯＦＤＭフレーム再構成後の信号を入力し、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成し、ＧＩ付加部１２５に出力する。
【0026】
ＧＩ付加部１２５は、ＯＦＤＭ変調器１０１から得られるＯＦＤＭ信号に対して所定期間毎に有効シンボルを区分する所定のガードインターバルを付加して、直交変調部１２６に出力する。
【0027】
直交変調部１２６は、ＧＩ付加部１２５から得られる所定のガードインターバルを付加したＯＦＤＭ信号に対して直交変調処理を施すことにより、ＩＦ信号を生成し、さらにデジタル／アナログ変換を行ったアナログのＩＦ信号を外部出力する。
【0028】
ところで、上述したＡＣＥ処理部１２３で用いるＡＣＥ法には、１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法の二つがある。１Ｄ‐ＡＣＥ法はコンスタレーションがＵＣ（Uniform Constellation）と１Ｄ‐ＮＵＣ（1 dimension Non Uniform Constellation）のＯＦＤＭ信号に適用され、２Ｄ‐ＡＣＥ法はコンスタレーションが２Ｄ‐ＮＵＣ（2 dimension Non Uniform Constellation）のＯＦＤＭ信号に適用される。１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法のいずれも、ＳＰやＣＰのようなパイロット信号、ＴＭＣＣのような制御信号、Ｌｃｈ等のシンボルを除くデータシンボルのみに適用される。
【0029】
【0030】
図１２は、従来技術における全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部１ｐ、及び１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有するＡＣＥ処理部１２３の概略構成を示すブロック図である。図１３は、従来技術における全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部１ｐ、及び２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有するＡＣＥ処理部１２３の概略構成を示すブロック図である。図１２及び図１３において、同様な構成要素には同一の参照番号を付している。以下、図１２に示す従来技術における１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３、及び図１３に示す従来技術における２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について、順に説明する。
【0031】
（従来技術における１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部）
まず、図１２を参照して、従来技術における全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１２に示すＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１ｐ、及び１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１ｐは、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１７、及び減算部１８を備え、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２を備える。
まず、図１２を参照して、従来技術における全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１２に示すＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１ｐ、及び１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１ｐは、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１７、及び減算部１８を備え、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２を備える。
【0032】
ＩＦＦＴ部１１は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からパイロット信号、制御信号、Ｌｃｈ、及び送信データの主信号を構成するＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションを有するデータシンボル（ここでは、「原キャリアシンボル」と呼ぶ。）で構成されるＯＦＤＭフレームの信号を入力し、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換する処理を施して、アップサンプリング部１２に出力する。
【0033】
アップサンプリング部１２は、ＩＦＦＴ部１１から原キャリアシンボルを時間領域波形に変換した信号を入力し、その時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍（例えば、４倍）に変換するアップサンプリングを施して、補間フィルタ部１３に出力する。
【0034】
補間フィルタ部１３は、アップサンプリング部１２から入力される当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、より正確に波形のピークを検出するために内挿補間するフィルタ処理を施して、時間領域クリップ処理部１４に出力する。
【0035】
時間領域クリップ処理部１４は、補間フィルタ部１３から入力される当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、時間領域で予め定めた信号振幅値（ここでは、「クリップレベル」と呼ぶ。）によるクリップ処理を施して、前置フィルタ部１５に出力する。
【0036】
前置フィルタ部１５は、時間領域クリップ処理部１４から入力される当該クリップ処理後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として、クリップ処理で生じた所定帯域外の不要成分を除去するフィルタ処理（前置フィルタ処理）を施して、ダウンサンプリング部１６に出力する。
【0037】
ダウンサンプリング部１６は、前置フィルタ部１５から前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号を入力し、その前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍（本例では、１／４）に変換するダウンサンプリング（間引き処理）を施して、ＦＦＴ部１７に出力する。
【0038】
ＦＦＴ部１７は、ダウンサンプリング部１６から入力される当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボル（ここでは、「クリップ後キャリアシンボル」と呼ぶ。）を生成し、減算部１８に出力する。
【0039】
減算部１８は、ＦＦＴ部１７から入力されるクリップ後キャリアシンボルから、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２から入力される対応する原キャリアシンボルを差分することで比較する処理を施し、原キャリアシンボルに対する当該比較によるキャリアシンボル単位（サブキャリア番号単位）の差分（ずれた量）を示す誤差値を生成し、利得拡張部１９に出力する。
【0040】
ここで、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２を有する１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルール（図１４を参照して後述する。）に従ってキャリアシンボルに含まれる所定の信号点位置のデータシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該誤差値を基に生成した１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく拡張後のデータシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段として構成される。尚、利得拡張部１９、加算部２０、及びＩＱ独立拡張制限部２１は、データシンボルのみに対して上述した動作を行うものであり、パイロット信号のシンボル、制御信号のシンボル、Ｌｃｈのシンボルに対しては、如何なる動作も行わない。
【0041】
より具体的には、利得拡張部１９は、減算部１８から得られる原キャリアシンボルに対する誤差値を予め定めた拡張利得Ｇで拡大し、加算部２０に出力する。
【0042】
加算部２０は、利得拡張部１９から入力される当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、対応する原信号点のキャリアシンボルに加算することにより、利得拡張後のキャリアシンボルを生成し、ＩＱ独立拡張制限部２１に出力する。
【0043】
ＩＱ独立拡張制限部２１は、加算部２０から当該利得拡張後のキャリアシンボルを入力し、その利得拡張後のキャリアシンボルの絶対値をＩ軸とＱ軸とで独立に、予め定められた振幅値を示す拡張制限値Ｌで制限するようにして、拡張制限したキャリアシンボルへと更新し、拡張後キャリアシンボル信号としてＩＱ独立信号選択部２２に出力する。
【0044】
ＩＱ独立信号選択部２２は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からデータシンボル、並びにパイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各シンボルを含むＯＦＤＭフレームの信号（原信号）と、ＩＱ独立拡張制限部２１から拡張制限したキャリアシンボル（拡張信号）とを入力し、データシンボルについては、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従って、Ｉ軸成分とＱ軸成分を独立に拡張可能であるか否かを判定し、拡張可能と判定した場合にＩＱ独立拡張制限部２１からの拡張制限したデータシンボルで対応する原キャリアシンボルにおけるデータシンボルを置き換えて出力する。また、ＩＱ独立信号選択部２２は、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従う拡張が不可と判定した場合には、原データシンボルをそのまま出力する。この一連の拡張可否判定と拡張データシンボルへの置き換えは、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールでは、Ｉ軸とＱ軸で独立に行う。すなわち、Ｉ軸が拡張可能でＱ軸が拡張不可、或いは逆にＩ軸が拡張不可で、Ｑ軸が拡張可能という状態が普通にあるということになる。また、データシンボル以外のパイロット信号、制御信号及びＬＬｃｈの各シンボルは、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からの原シンボルを、そのまま出力する。このようにして、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくデータシンボルを含むＯＦＤＭフレームを再構成してＩＦＦＴ部１２４に出力する。
【0045】
そして、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３を有するＯＦＤＭ変調器１０１は、ＩＦＦＴ部１２４により、ＡＣＥ処理部１２３から１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄによるＯＦＤＭフレーム再構成後の信号について逆高速フーリエ変換処理を施すことによりＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成する。
【0046】
図１４に、原キャリアシンボルにおけるデータシンボルの変調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の場合を例に、１Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張ルールを示している。図１４において、ＩＱ平面上において、当該１Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張可能判定処理により拡張可能として判定した信号点（拡張可能信号点）は白丸で、当該１Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張可能判定処理により拡張不可として判定した信号点（拡張不可信号点）は黒丸で示している。また、実線矢印は、拡張可能信号点（原信号点）を基準に時間波形のクリップ処理で生じた誤差値を誤差ベクトルとして示している。更に、破線矢印は、拡張可能信号点（原信号点）を基準にした当該信号点の拡張後の信号点を拡張ベクトルとして示している。
【0047】
図１４から理解されるように、１Ｄ‐ＡＣＥ法における信号点の拡大は、その信号点が属する外周の直線（正方形のコンスタレーションの最外周を構成している４つの直線のうちのいずれか）に対して直角方向に行う。ただし、最外周の４隅の点は、斜め方向の拡張が許容される。拡張後の信号点の絶対値はＩ軸とＱ軸で独立に、予め定められた振幅値（拡張制限値Ｌ）で制限される。一方、拡張不可の信号点（１Ｄ‐ＡＣＥ法では、正方形のコンスタレーションの最外周より内側の信号点）は、原キャリアシンボルにおけるデータシンボルが、そのまま選択される。また、拡張可能信号点でも、クリップ後キャリアシンボルにおけるデータシンボルが原キャリアシンボルにおけるデータシンボルよりコンスタレーションの内側に向かってずれている場合（すなわち、当該拡張可能信号点において、拡張可能な軸の成分の振幅が原キャリアシンボルのデータシンボルより減少している場合）には、原キャリアシンボルにおけるデータシンボルが選択される。
【0048】
（従来技術における２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部）
次に、図１３を参照して、従来技術における全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１３に示すＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１ｐ、及び２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１ｐは、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、及び減算部１８を備え、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を備える。
次に、図１３を参照して、従来技術における全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１３に示すＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１ｐ、及び２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１ｐは、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、及び減算部１８を備え、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を備える。
【0049】
図１３に示すＡＣＥ前処理部１ｐにおけるＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、及び減算部１８の動作は、データシンボルの変調方式がＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣではなく、代わりに２Ｄ‐ＮＵＣである点を除き、図１２に示すＡＣＥ前処理部１ｐにおける同一の参照番号を付した対応する各構成要素と同様に動作し、その更なる詳細な説明は省略する。
【0050】
即ち、ＡＣＥ前処理部１ｐにおけるＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、及び減算部１８により、２Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションを有するデータシンボルを含む原キャリアシンボルについてクリップ後キャリアシンボルを生成し、原キャリアシンボルに対する誤差値を生成する。
【0051】
ここで、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を有する２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、２Ｄ‐ＡＣＥ法においても１Ｄ‐ＡＣＥ法と同様にキャリアシンボルに含まれるデータシンボルのみがＡＣＥ法の対象となるので、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルール（図１５を参照して後述する。）に従ってキャリアシンボルに含まれる所定の信号点位置のデータシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該誤差値を基に生成した２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく拡張後のデータシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段として構成される。
【0052】
まず、利得拡張部２３は、図１２に示す利得拡張部１９と同様に動作する。即ち、利得拡張部２３は、減算部１８から得られる原キャリアシンボルに対する誤差値を予め定めた拡張利得Ｇで拡大し、拡張領域制限処理部２４に出力する。
【0053】
拡張領域制限処理部２４は、利得拡張部２３から利得拡張後の誤差値を入力するとともに、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２から原データシンボルを入力し、まず、当該原データシンボルの信号点が、２Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションの最外周を構成する信号点であるか否かを判定する。そして、拡張領域制限処理部２４は、当該原データシンボルの信号点が、最外周を構成する信号点ではないと判定した場合は、拡張不可信号点として、Ｉ軸、Ｑ軸共に振幅ゼロのゼロ誤差信号を加算部２５に出力する。一方、拡張領域制限処理部２４は、最外周を構成する信号点であると判定した場合には、拡張可能信号点とし、当該原データシンボルの信号点に対応する利得拡張後の誤差ベクトルの絶対値については拡張制限値Ｌ以下になるようにクリップ処理を施し、利得拡張後の誤差ベクトルの位相については、当該原データシンボルの信号点の位相と誤差ベクトルの位相との位相差の絶対値が９０度以上である場合は、拡張不可信号点と同じ扱いで、ゼロ誤差信号を出力し、当該原データシンボルの信号点の位相と誤差ベクトルの位相との位相差の絶対値が９０度未満であり、且つ、拡張する角度についての拡張制限値θとして、当該位相差が±θ／２を超える場合はその位相差が±θ／２になるようにクリップし、当該位相差が±θ／２以下であれば、利得拡張後の誤差ベクトルの位相はそのままとする。こうして得られた誤差ベクトルを当該原データシンボルに対応する拡張制限後の誤差信号、すなわち拡張ベクトルとして、加算部２５に出力する。
【0054】
加算部２５は、拡張領域制限処理部２４から入力される振幅及び角度について拡張制限値Ｌ，θで制限した誤差値、すなわち拡張ベクトルを対応する原信号点のシンボルに加算することにより、拡張制限した拡張後キャリアシンボルを生成し、拡張信号としてキャリアシンボル選択部２６に出力する。
【0055】
キャリアシンボル選択部２６は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からデータシンボル、並びにパイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各キャリアシンボルを含むＯＦＤＭフレームの信号（原信号）と、加算部２５から拡張制限したデータシンボル（拡張信号）とを入力し、パイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各キャリアシンボルについては原信号のキャリアシンボルをそのまま出力し、データシンボルについては、２Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従って、拡張可能であるか否かを判定し、拡張可能と判定した場合に加算部２５からの拡張制限したデータシンボル（拡張信号）で対応する原キャリアシンボルにおけるデータシンボルを置き換えて出力する。また、キャリアシンボル選択部２６は、２Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従う拡張が不可と判定した場合には、原データシンボルをそのまま出力する。このようにして、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくデータシンボルを含むＯＦＤＭフレームを再構成してＩＦＦＴ部１２４に出力する。
【0056】
そして、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３を有するＯＦＤＭ変調器１０１は、ＩＦＦＴ部１２４により、ＡＣＥ処理部１２３から２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄによるＯＦＤＭフレーム再構成後の信号について逆高速フーリエ変換処理を施すことによりＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成する。
【0057】
図１５に、キャリアシンボルの変調方式がＮＵＣ６４ＱＡＭの場合を例に、２Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張ルールを示している。尚、図１５では、第１象限のみを代表して図示しており、第２、第３及び第４象限も同様である。図１５において、ＩＱ平面上において、当該２Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張可能判定処理により拡張可能として判定した信号点（拡張可能信号点）は白丸で、当該２Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張可能判定処理により拡張不可として判定した信号点（拡張不可信号点）は黒丸で示している。また、実線矢印は、拡張可能信号点（原信号点）を基準に時間波形のクリップ処理で生じた誤差値を誤差ベクトルとして示している。更に、破線矢印は、拡張可能信号点（原信号点）を基準にした振幅及び角度について拡張制限値Ｌ，θで制限した拡張後シンボルに対応する信号点を拡張ベクトルとして示している。
【0058】
図１５から理解されるように、２Ｄ‐ＡＣＥ法における信号点の拡大は、原キャリアシンボルのコンスタレーションにおける最外周上の信号点のシンボルが対象となる。そして、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールでは、原データシンボルの信号点を基準としたクリップ後キャリアシンボルのずれ（誤差）のベクトルの位相と、ＩＱ平面の原点を基準とした原データシンボルの信号点の位相の差が、±９０以内で拡張可能であるか否かの拡張可能判定処理を行う。また、拡張後の誤差ベクトル、すなわち拡張ベクトルの絶対値は振幅に関する拡張制限値Ｌで制限し、位相は、ＩＱ平面の原点を基準とした原データシンボルの信号の位相との差を角度に関する拡張制限値θを基に±θ／２で制限している。
【0059】
即ち、図１５において、ＩＱ平面上の原点に対する原シンボル（原信号点）の位相をφ、原シンボルとクリップ後キャリアシンボルの差分ベクトルの位相をφ＋Δφとすると、－９０度＜Δφ＜９０度の場合にのみ、予め定めた拡張利得Ｇで、その差分のベクトル（誤差ベクトル）を拡張する。Δφは原シンボルと誤差ベクトルの相対位相差である。この時、２Ｄ‐ＡＣＥ法では、拡張ベクトルの最大値が規定（拡張制限値Ｌで制限）されるだけではなく、拡張する角度範囲が規定（角度θで制限）されており、拡張された誤差ベクトルの大きさと相対位相差Δφが制限された結果が最終的な拡張ベクトルとなる。拡張ベクトルの相対位相差は、誤差ベクトルの相対位相差Δφが、－θ／２より小さい場合は－θ／２に、θ／２より大きい場合はθ／２にクリップされる。
【0060】
例えば、図１５において、（※１），（※３）を示す箇所のように、相対位相差Δφが、「Δφ＜９０度、且つ、Δφ＞θ／２」の場合、Δφ＝θ／２として、Δφをθ／２にクリップする。一方「Δφ＞－９０度、且つ、Δφ＜－θ／２」の場合は、Δφ＝－θ／２として、Δφを－θ／２にクリップする。また、（※２）を示す箇所のように、誤差ベクトルの相対位相差Δφが拡張可能領域ＥＡに入っている場合は、拡張利得で絶対値を増幅するのみとする。また、（※４）を示す箇所のように、誤差ベクトルの相対位相差Δφが「Δφ≧９０度、又は、Δφ≦－９０度」の場合は、拡張信号点とはしない（拡張ベクトルをゼロとする）。
【0061】
結果として、図１５に示すように、２Ｄ‐ＡＣＥ法における拡張ベクトルは原シンボルの信号点を扇頂とした扇状の領域に分布することになる。尚、ＳＰ信号、ＣＰ信号、ＴＭＣＣ信号及びＬｃｈなどのシンボルは１Ｄ‐ＡＣＥ法及び２Ｄ‐ＡＣＥ法のいずれにおいても拡張対象とはしない。
【0062】
このようにして従来技術におけるＡＣＥ法に基づくＯＦＤＭ変調器１０１が構成され、ＯＦＤＭ信号のピーク率を抑制することができ、送信装置１０２の出力段に設けられる電力増幅器１０４の非線形特性による特性劣化を軽減させるようにしている。
【0063】
ところで、上記の図１２乃至図１５に示すＡＣＥ法の信号処理では、アップサンプリング用の補間フィルタ部１３とダウンサンプリング用の前置フィルタ部１５は、その特性として、通過域内では、高い平坦性、遮断域では、大きな減衰量が要求される。また、地上デジタル放送のような近年のＯＦＤＭシステムでは、ＦＦＴ利用率（ＦＦＴサイズに対する有効キャリア数の割合）が、かなり高くなり、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５に要求されるフィルタ特性（周波数特性における、通過域の歪低減性能、遮断域の大きな減衰量、及び非常に狭い遷移域）は非常に厳しくなっている。
【0064】
例えば、図１６及び図１７には、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５の特性例を示している。図１６は、ＡＣＥ処理部１２３に用いる補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５の特性例の全体を示す図である。こうしたフィルタは同じタップ数で、なるべく急峻な遮断特性を得るために等リップル特性の設計が、一般的に用いられる。図１７は、ＡＣＥ処理部１２３に用いる通過域振幅偏差が０．１ｄＢ以下、阻止域減衰量が８０ｄＢ以上のＦＩＲ（Finite Impulse Response）型等リップル特性で設計したものであり、図１６における補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５の特性例の通過域を拡大した図である。図１７に示すような通過域の振幅偏差が０．１ｄＢ以下というのは、この種のフィルタとしては、高性能のものとなっている。
【0065】
次に、図１８及び図１９を参照して、補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５の通過域の周波数特性の誤差の影響を説明する。図１８は、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭであり、分かり易くするべく時間領域クリップ処理部１４による時間領域波形のクリップ処理を行わないで、ＡＣＥ処理部１２３におけるＡＣＥ法に基づく信号処理を行った後のキャリアシンボルのコンスタレーション（図中、ＳＰ，ＣＰは含んでいるが、ＴＭＣＣ，Ｌｃｈのシンボルは含んでいない。）の例を示す図であり、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５のフィルタ特性の誤差による影響を示す図である。ここで、補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５には、図１６に示す特性のデジタルＦＩＲフィルタを用いている。図１８に示す例において、変調方式はＵＣ２５６ＱＡＭであり、拡張利得Ｇは、誤差が分かり易いように１０．０としている。また、図１９は、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭの場合の原シンボルのコンスタレーション（図中、ＳＰ，ＣＰは含んでいるが、ＴＭＣＣ，Ｌｃｈのシンボルは含んでいない。）を示す図である。
【0066】
図１８から分かるように、コンスタレーションの外周の信号点が外側に向かって一様に広がっている。図１８に示す例においては時間領域波形のクリップ処理を行っていないので、本来であれば、図１８に示す各シンボルの信号点は、図１９に示す原シンボルの信号点と同一でなくてはならないが、実際には、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５による通過域の周波数特性が理想特性からずれた影響で、誤差が生じていることが分かる。もともと、ＡＣＥ法において、時間領域波形のクリップ処理によって生ずる、原キャリアシンボルとクリップ後キャリアシンボルとの間の誤差は、そのクリップ処理におけるクリップレベルにも依存するが、小さいのが一般的である。このため、こうした補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５の通過域の周波数特性の誤差の影響は無視できず、ＡＣＥ法によるＰＡＰＲ低減効果を妨げてしまうという問題があった。
【0067】
そこで、ＡＣＥ法に係るフィルタ特性（補間フィルタ部１３及び前置フィルタ部１５の通過域の周波数特性）の誤差の影響を低減させて、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器１０１及びプログラムを構成することが望まれる。
【0068】
従って、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、ＡＣＥ法に係るフィルタ特性の誤差の影響を低減させて、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0069】
本発明のＯＦＤＭ変調器は、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器であって、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、ＡＣＥ法の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる拡張対象とする予め定めた拡張対象キャリアシンボルとして所定の信号点位置のデータシンボル、ＴＭＣＣキャリアシンボル及びＬｃｈキャリアシンボルのうちいずれか１種以上について拡張可能として判定した場合に、前記誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の拡張対象キャリアシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段と、当該ＯＦＤＭフレームを再構成した後の信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施すことにより、時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、を備え、前記ＡＣＥ前処理部は、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、予め定めた第１のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第１のフィルタ特性補正部と、当該補正処理後のキャリアシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換するＩＦＦＴ部と、当該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施すアップサンプリング部と、当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、内挿補間するフィルタ処理を施す補間フィルタ部と、当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、時間領域で予め定めた信号振幅値によるクリップ処理を施す時間領域クリップ処理部と、当該クリップ処理後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として所定帯域外の不要成分を除去するフィルタ処理を施す前置フィルタ部と、該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施すダウンサンプリング部と、当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルを生成するＦＦＴ部と、該キャリアシンボルについて、予め定めた第２のフィルタ特性補正データを用いて補正処理を施す第２のフィルタ特性補正部と、前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルと、前記第２のフィルタ特性補正部による補正処理後のキャリアシンボルとを比較して、当該比較によるシンボル単位の差分を示す誤差値を生成する減算部と、を有し、前記第１及び第２のフィルタ特性補正部は、それぞれ前記補間フィルタ部及び前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正するように構成されていることを特徴とする。
【0070】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記第１のフィルタ特性補正部は、当該周波数領域のキャリアシンボルについて、当該第１のフィルタ特性補正データを用いて、前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施すように構成され、前記第２のフィルタ特性補正部は、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、当該第２のフィルタ特性補正データを用いて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施すように構成されていることを特徴とする。
【0071】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記第１のフィルタ特性補正部で用いる当該第１のフィルタ特性補正データは、当該周波数領域のキャリアシンボルについて、前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成され、前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データは、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成されていることを特徴とする。
【0072】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記補間フィルタ部におけるフィルタ特性と、前記前置フィルタ部におけるフィルタ特性とを同一とし、前記第１のフィルタ特性補正部で用いる当該第１のフィルタ特性補正データは、前記第２のフィルタ特性補正部で用いる当該第２のフィルタ特性補正データと同一とし、当該第１及び第２のフィルタ特性補正データは、前記ＩＦＦＴ部により、予め用意した補正データ用パイロットシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換し、前記アップサンプリング部により、該時間領域波形に変換した信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍に変換するアップサンプリングを施し、前記補間フィルタ部により、該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について補間フィルタ処理を施し、前記時間領域クリップ処理部によるクリップ処理をスルーして、前記前置フィルタ部により、該内挿補間したアップサンプリング後の信号についてフィルタ処理を施し、前記ダウンサンプリング部により、該フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、該所定の整数倍の逆数となる逆数倍に変換するダウンサンプリングを施し、前記ＦＦＴ部により、該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、変換後の補正データ用パイロットシンボルを生成し、伝送路応答算出処理として、該変換後の補正データ用パイロットシンボルを前記予め用意した補正データ用パイロットシンボルで複素除算する処理を施すことにより当該フィルタ特性の誤差値をサブキャリア単位で算出し、ルート処理として、該誤差値に対しその平方根を計算し、該平方根の計算結果の逆数を計算することにより生成されていることを特徴とする。
【0073】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記第１のフィルタ特性補正部及び前記第２のフィルタ特性補正部の各々は、それぞれの当該第１及び第２のフィルタ特性補正データとして、処理するＯＦＤＭフレーム構成後の信号のサブキャリアの数分の複素データメモリを備え、前記第１のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差、もしくは前記補間フィルタ部の周波数特性の誤差の逆数が当該第１のフィルタ特性補正データとして格納され、前記第２のフィルタ特性補正部における複素データメモリには、前記前置フィルタの周波数特性の誤差、もしくは前記前置フィルタの周波数特性の誤差の逆数が当該第２のフィルタ特性補正データとして格納されていることを特徴とする。
【0074】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部として、前記ＡＣＥ前処理部によって得られた各キャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前のキャリアシンボルに加算することにより、利得拡張後のキャリアシンボルを生成する加算部と、当該利得拡張後のキャリアシンボルについて、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限したキャリアシンボルへと更新するＩＱ独立拡張制限部と、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該Ｉ軸とＱ軸で独立に拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＩＱ独立信号選択部と、を備えることを特徴とする。
【0075】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部として、前記ＡＣＥ前処理部によって得られたキャリアシンボルに対する当該誤差値を予め定めた拡張利得で拡大する利得拡張部と、２Ｄ-ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる当該拡張対象キャリアシンボルについて拡張可能と判定した場合に、当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、ＩＱ平面上で振幅及び角度について拡張制限した当該拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値へと更新する拡張領域制限処理部と、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張制限した拡張対象キャリアシンボルに対応する誤差値を、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルに加算することにより、拡張制限した拡張対象キャリアシンボルを生成する加算部と、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従って、当該拡張可能として判定しＩＱ平面上で拡張制限した拡張対象キャリアシンボルで、対応する前記第１のフィルタ特性補正部による補正処理前の拡張対象キャリアシンボルを置き換えて、ＯＦＤＭフレームを再構成するキャリアシンボル選択部と、を備えることを特徴とする。
【0076】
また、本発明のＯＦＤＭ変調器において、前記ＯＦＤＭフレーム再構成手段は、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する１Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルールに従ってＯＦＤＭフレームを再構成する２Ｄ‐ＡＣＥ処理部と、前記１Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られるＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第１の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、前記２Ｄ‐ＡＣＥ処理部から得られる２Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用される第２の階層の当該拡張対象キャリアシンボルと、を階層別にキャリア選択してＯＦＤＭフレームを再構成するキャリア選択部と、を備えることを特徴とする。
【0077】
また、本発明のプログラムは、本発明のＯＦＤＭ変調器として機能させるためのプログラムとして構成する。
【発明の効果】
【0078】
本発明によれば、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器を構成する際に、ＡＣＥ法に係るフィルタ特性の誤差の影響を低減させることができ、ＰＡＰＲ低減性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【0079】
【図1】本発明による一実施例の全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部、及び１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく１Ｄ‐ＡＣＥ処理部を有するＡＣＥ処理部の概略構成を示すブロック図である。
【図2】本発明による一実施例の全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部、及び２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく２Ｄ‐ＡＣＥ処理部を有するＡＣＥ処理部の概略構成を示すブロック図である。
【図3】本発明による一実施例の階層別（本例ではＡ階層及びＢ階層）で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ法に基づくＡＣＥ前処理部、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部、及びキャリア選択部を有するＡＣＥ処理部の概略構成を示すブロック図である。
【図4】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器のＡＣＥ処理部におけるフィルタ特性補正部の概略構成を示す図である。
【図5】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器におけるフィルタ特性補正部に係るフィルタ特性補正データを生成するフィルタ特性補正データ生成装置の概略構成（又はその生成方法）を例示するブロック図である。
【図6】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部におけるフィルタ特性の補正処理の有無による比較として、拡張利得対ＰＡＰＲ特性の違いを示す図である。
【図7】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部におけるフィルタ特性の補正処理の有無による比較として、ＰＡＰＲ最小点でのＣＣＤＦ特性を示す図である。
【図8】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部により、補間フィルタ部と前置ファイルタ部の周波数特性の歪みを補正した場合のＡＣＥ処理後のコンスタレーションを示す図である。
【図9】本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部による補間フィルタ部と前置ファイルタ部の周波数特性の歪みを補正しなかった場合のＡＣＥ処理後のコンスタレーションを示す図である。
【図10】典型的なＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図11】ＡＣＥ法に基づくＯＦＤＭ変調器の概略構成を示すブロック図である。
【図12】従来技術における全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部、及び１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく１Ｄ‐ＡＣＥ処理部を有するＡＣＥ処理部の概略構成を示すブロック図である。
【図13】従来技術における全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部、及び２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく２Ｄ‐ＡＣＥ処理部を有するＡＣＥ処理部の概略構成を示すブロック図である。
【図14】１Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張ルールを示す図である。
【図15】２Ｄ‐ＡＣＥ法の拡張ルールを示す図である。
【図16】ＡＣＥ処理部に用いる補間フィルタ部及び前置フィルタ部の特性例の全体を示す図である。
【図17】ＡＣＥ処理部に用いる補間フィルタ部及び前置フィルタ部の特性例の通過域を拡大した図である。
【図18】変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭであり、時間領域クリップ処理部による時間領域波形のクリップ処理を行わないで、ＡＣＥ処理部におけるＡＣＥ法に基づく信号処理を行った後のキャリアシンボルのコンスタレーションの例を示す図であり、補間フィルタ部と前置フィルタ部の特性の誤差による影響を示す図である。
【図19】変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭの場合の原シンボルのコンスタレーションを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0080】
以下、図１乃至図９を参照しながら、本発明による一実施例のＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器１０１について説明する。尚、本発明に係る図１乃至図３において、説明の便宜上、図１０乃至図１３に示すものと同様な構成要素には同一の参照番号を付している。つまり、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１においても、図１１に示すように構成される。また、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１を備える送信装置１００は、図１０に示すものと同様の構成要素からなる。ただし、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１は、図１乃至図３を参照して以下に説明するように、ＡＣＥ処理部１２３の機能を一部改良したものとなっている。
【0081】
まず、上述したように、ＡＣＥ法には、１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法の二つがある。１Ｄ‐ＡＣＥ法はコンスタレーションがＵＣと１Ｄ‐ＮＵＣのＯＦＤＭ信号に適用され、２Ｄ‐ＡＣＥ法はコンスタレーションが２Ｄ‐ＮＵＣのＯＦＤＭ信号に適用される。１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法のいずれも、ＳＰやＣＰのようなパイロット信号、ＴＭＣＣのような制御信号、Ｌｃｈ等のキャリアシンボルを除くデータシンボルのみに適用される。
【0082】
そこで、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１に係るＡＣＥ処理部１２３は、全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合には図１に例示するように構成され、全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合には図２に例示するように構成され、階層別（本例ではＡ階層及びＢ階層）で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合には図３に例示するように構成される。
【0083】
図１は、本発明による一実施例の全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部１、及び１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有するＡＣＥ処理部１２３の概略構成を示すブロック図である。また、図２は、本発明による一実施例の全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ前処理部１、及び２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有するＡＣＥ処理部１２３の概略構成を示すブロック図である。また、図３は、本発明による一実施例の階層別（本例ではＡ階層及びＢ階層）で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ法に基づくＡＣＥ前処理部１、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄ、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄ、及びキャリア選択部１Ｓを有するＡＣＥ処理部１２３の概略構成を示すブロック図である。図１乃至図３において、同様な構成要素には同一の参照番号を付しており、更に、図１２及び図１３と比較して同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【0084】
（本発明に係る１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部）
まず、図１を参照して、本発明による一実施例の全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、及び１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８を備え、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２を備える。
まず、図１を参照して、本発明による一実施例の全階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合の１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３について説明する。図１に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、及び１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８を備え、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２を備える。
【0085】
即ち、図１に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、図１２に示す従来技術のＡＣＥ処理部１２３と比較して、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄを有する点は同様であるが、図１２に示すＡＣＥ前処理部１ｐの代わりに、図１に示すＡＣＥ前処理部１を備える点で相違している。さらに、図１に示すＡＣＥ前処理部１は、図１２に示すＡＣＥ前処理部１ｐと比較して、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２を更に備える点で相違しており、その他の構成要素は同様である。第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２は、それぞれ同様に構成されるため（図４を参照して詳細に後述する。）、本願明細書中、総括するときは、「フィルタ特性補正部１０」とも称する。
【0086】
第１のフィルタ特性補正部１０‐１は、ＩＦＦＴ部１１に対して前置して、補間フィルタ部１３におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正する補正処理を行う機能部であり、予め定めたフィルタ特性補正データを用いて、周波数領域のデータシンボル（原キャリアシンボル）に、補間フィルタ部１３におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正するように構成される。
【0087】
より具体的には、第１のフィルタ特性補正部１０‐１は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からＯＦＤＭフレームの信号を入力し、パイロット信号、制御信号及びＬｃｈ、及びＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションを有するデータシンボル（原キャリアシンボル）、すなわち全てのキャリアシンボルについて、予め定めたフィルタ特性補正データを用いて、後段の補間フィルタ部１３におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施し、補正処理後の全てのキャリアシンボルを生成し、ＩＦＦＴ部１１に出力する。
【0088】
ＩＦＦＴ部１１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１から入力した補正処理後のキャリアシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換する処理を施して、アップサンプリング部１２に出力する。
【0089】
アップサンプリング部１２は、ＩＦＦＴ部１１から当該補正処理後のキャリアシンボルを時間領域波形に変換した信号を入力し、その時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍（例えば、４倍）に変換するアップサンプリングを施して、補間フィルタ部１３に出力する。
【0090】
補間フィルタ部１３は、アップサンプリング部１２から入力される当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、より正確に波形のピークを検出するために内挿補間するフィルタ処理を施して、時間領域クリップ処理部１４に出力する。
【0091】
時間領域クリップ処理部１４は、補間フィルタ部１３から入力される当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、時間領域で予め定めた信号振幅値（クリップレベル）によるクリップ処理を施して、前置フィルタ部１５に出力する。
【0092】
前置フィルタ部１５は、時間領域クリップ処理部１４から入力される当該クリップ処理後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として、クリップ処理で生じた所定帯域外の不要成分を除去するフィルタ処理（前置フィルタ処理）を施して、ダウンサンプリング部１６に出力する。
【0093】
ダウンサンプリング部１６は、前置フィルタ部１５から前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号を入力し、その前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍（本例では、１／４）に変換するダウンサンプリング（間引き処理）を施して、ＦＦＴ部１７に出力する。
【0094】
ＦＦＴ部１７は、ダウンサンプリング部１６から入力される当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボル（クリップ後キャリアシンボル）を生成し、第２のフィルタ特性補正部１０‐２に出力する。
【0095】
第２のフィルタ特性補正部１０‐２は、ＦＦＴ部１７に対して後置して、前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の誤差によって生じる信号の誤差を補正する補正処理を行う機能部であり、予め定めたフィルタ特性補正データを用いて、周波数領域のクリップ後キャリアシンボルに、前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正するように構成される。
【0096】
より具体的には、第２のフィルタ特性補正部１０‐２は、ＦＦＴ部１７からクリップ後キャリアシンボルを入力し、そのクリップ後キャリアシンボルについて、予め定めたフィルタ特性補正データを用いて、前段の前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を加えて補正する補正処理を施し、補正処理後のクリップ後キャリアシンボルを生成し、減算部１８に出力する。
【0097】
減算部１８は、ＦＦＴ部１７から入力される補正処理後のクリップ後キャリアシンボルから、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２から入力される対応する原キャリアシンボルを差分することで比較する処理を施し、原キャリアシンボルに対する当該比較によるキャリアシンボル単位（サブキャリア番号単位）の差分（ずれた量）を示す誤差値を生成し、利得拡張部１９に出力する。即ち、減算部１８は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１による補正処理前のキャリアシンボルと、第２のフィルタ特性補正部１０‐２による補正処理後のキャリアシンボルとを比較して、当該比較によるキャリアシンボル単位の差分を示す誤差値を生成する。
【0098】
ここで、利得拡張部１９、加算部２０、ＩＱ独立拡張制限部２１、及びＩＱ独立信号選択部２２は、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルール（図１４参照）に従ってキャリアシンボルに含まれる所定の信号点位置のデータシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該誤差値を基に生成した１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく拡張後のデータシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段として構成される。尚、利得拡張部１９、加算部２０、及びＩＱ独立拡張制限部２１は、データシンボルのみに対して上述した動作を行うものであり、パイロット信号のシンボル、制御信号のシンボル、Ｌｃｈのシンボルに対しては、如何なる動作も行わない。
【0099】
より具体的には、利得拡張部１９は、減算部１８から得られる原キャリアシンボルに対する誤差値を予め定めた拡張利得Ｇで拡大し、加算部２０に出力する。
【0100】
加算部２０は、利得拡張部１９から入力される当該予め定めた拡張利得で拡大後の誤差値を、対応する原信号点のキャリアシンボルに加算することにより、利得拡張後のキャリアシンボルを生成し、ＩＱ独立拡張制限部２１に出力する。
【0101】
ＩＱ独立拡張制限部２１は、加算部２０から当該利得拡張後のキャリアシンボルを入力し、その利得拡張後のキャリアシンボルの絶対値をＩ軸とＱ軸とで独立に、予め定められた振幅値を示す拡張振幅制限値Ｌで制限するようにして、拡張制限したキャリアシンボルへと更新し、拡張後キャリアシンボル信号としてＩＱ独立信号選択部２２に出力する。
【0102】
ＩＱ独立信号選択部２２は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からデータシンボル、並びにパイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各シンボルを含むＯＦＤＭフレームの信号（原信号）と、ＩＱ独立拡張制限部２１から拡張制限したキャリアシンボル（拡張信号）とを入力し、データシンボルについては、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従って、Ｉ軸成分とＱ軸成分を独立に拡張可能であるか否かを判定し、拡張可能と判定した場合にＩＱ独立拡張制限部２１からの拡張制限したデータシンボルで対応する原キャリアシンボルにおけるデータシンボルを置き換えて出力する。また、ＩＱ独立信号選択部２２は、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従う拡張が不可と判定した場合には、原データシンボルをそのまま出力する。この一連の拡張可否判定と拡張データシンボルへの置き換えは、１Ｄ‐ＡＣＥ法のルールでは、Ｉ軸とＱ軸で独立に行う。すなわち、Ｉ軸が拡張可能でＱ軸が拡張不可、或いは逆にＩ軸が拡張不可で、Ｑ軸が拡張可能という状態が普通にあるということになる。また、データシンボル以外のパイロット信号、制御信号及びＬＬｃｈの各シンボルは、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からの原シンボルを、そのまま出力する。このようにして、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは、１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくデータシンボルを含むＯＦＤＭフレームを再構成してＩＦＦＴ部１２４に出力する。
【0103】
このようなフィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）による周波数領域の歪補正処理機能を有する１Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３を有するＯＦＤＭ変調器１０１は、ＩＦＦＴ部１２４により、ＡＣＥ処理部１２３の１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄによるＯＦＤＭフレーム再構成後の信号について逆高速フーリエ変換処理を施すことによりＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成する。
【0104】
（本発明に係る２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部）
次に、図２を参照して、本発明による一実施例の全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ処理部１２３について説明する。図２に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、及び２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８を備え、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を備える。
次に、図２を参照して、本発明による一実施例の全階層で２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ処理部１２３について説明する。図２に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、及び２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８を備え、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を備える。
【0105】
即ち、図２に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、図１３に示す従来技術のＡＣＥ処理部１２３と比較して、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄを有する点は同様であるが、図１３に示すＡＣＥ前処理部１ｐの代わりに、図２に示すＡＣＥ前処理部１を備える点で相違している。さらに、図２に示すＡＣＥ前処理部１は、図１３に示すＡＣＥ前処理部１ｐと比較して、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２を更に備える点で相違しており、その他の構成要素は同様である。
【0106】
図２に示すＡＣＥ前処理部１における第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８の動作は、データシンボルの変調方式が、ＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣではなく、代わりに２Ｄ‐ＮＵＣである点を除き、図１に示すＡＣＥ前処理部１における同一の参照番号を付した対応する各構成要素と同様に動作し、その更なる詳細な説明は省略する。
【0107】
即ち、ＡＣＥ前処理部１における第１のフィルタ特性補正部１０‐１、ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７、第２のフィルタ特性補正部１０‐２、及び減算部１８により、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からＯＦＤＭフレームの信号について、フィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）による周波数領域の歪補正処理機能により、２Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションを有するデータシンボルを含む原キャリアシンボルについて、補正処理後のクリップ後キャリアシンボルを生成し、原キャリアシンボルに対する誤差値を生成する。
【0108】
【0109】
つまり、利得拡張部２３、拡張領域制限処理部２４、加算部２５、及びキャリアシンボル選択部２６を有する２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、２Ｄ‐ＡＣＥ法においても１Ｄ‐ＡＣＥ法と同様にキャリアシンボルに含まれるデータシンボルのみがＡＣＥ法の対象となるので、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルール（図１５参照）に従ってキャリアシンボルに含まれる所定の信号点位置のデータシンボルについて拡張可能として判定した場合に、当該誤差値を基に生成した２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく拡張後のデータシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段として構成される。
【0110】
より具体的には、図２に示す利得拡張部２３は、減算部１８から得られる原キャリアシンボルに対する誤差値を予め定めた拡張利得Ｇで拡大し、拡張領域制限処理部２４に出力する。
【0111】
拡張領域制限処理部２４は、利得拡張部２３から利得拡張後の誤差値を入力するとともに、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２から原データシンボルを入力し、まず、当該原データシンボルの信号点が、２Ｄ‐ＮＵＣのコンスタレーションの最外周を構成する信号点であるか否かを判定する。そして、拡張領域制限処理部２４は、当該原データシンボルの信号点が、最外周を構成する信号点ではないと判定した場合は、拡張不可信号点として、Ｉ軸、Ｑ軸共に振幅ゼロのゼロ誤差信号を加算部２５に出力する。一方、拡張領域制限処理部２４は、最外周を構成する信号点であると判定した場合には、拡張可能信号点とし、当該原データシンボルの信号点に対応する利得拡張後の誤差ベクトルの絶対値については拡張制限値Ｌ以下になるようにクリップ処理を施し、利得拡張後の誤差ベクトルの位相については、当該原データシンボルの信号点の位相と誤差ベクトルの位相との位相差の絶対値が９０度以上である場合は、拡張不可信号点と同じ扱いで、ゼロ誤差信号を出力し、当該原データシンボルの信号点の位相と誤差ベクトルの位相との位相差の絶対値が９０度未満であり、且つ、拡張する角度についての拡張制限値θとして、当該位相差が±θ／２を超える場合はその位相差が±θ／２になるようにクリップし、当該位相差が±θ／２以下であれば、利得拡張後の誤差ベクトルの位相はそのままとする。こうして得られた誤差ベクトルを当該原データシンボルに対応する拡張制限後の誤差信号、すなわち拡張ベクトルとして、加算部２５に出力する。
【0112】
加算部２５は、拡張領域制限処理部２４から入力される振幅及び角度について拡張制限値Ｌ，θで制限した誤差値、すなわち拡張ベクトルを対応する原信号点のシンボルに加算することにより、拡張制限した拡張後キャリアシンボルを生成し、拡張信号としてキャリアシンボル選択部２６に出力する。
【0113】
キャリアシンボル選択部２６は、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２からデータシンボル、並びにパイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各キャリアシンボルを含むＯＦＤＭフレームの信号（原信号）と、加算部２５から拡張制限したデータシンボル（拡張信号）とを入力し、パイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各キャリアシンボルについては原信号のキャリアシンボルをそのまま出力し、データシンボルについては、２Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従って、拡張可能であるか否かを判定し、拡張可能と判定した場合に加算部２５からの拡張制限したデータシンボル（拡張信号）で対応する原キャリアシンボルにおけるデータシンボルを置き換えて出力する。また、キャリアシンボル選択部２６は、２Ｄ‐ＡＣＥ法のルールに従う拡張が不可と判定した場合には、原データシンボルをそのまま出力する。ただし、拡張領域制限処理部２４において、当該データシンボルが拡張可能であるか拡張不可であるかを判定し、拡張不可である場合には、ゼロ誤差信号を生成して、加算部２５に出力している。このため、従来技術では想定されていないが、より効率的な変形例として、キャリアシンボル選択部２６は、あえて当該データシンボルの拡張可否を判定せず、単にデータシンボルは拡張信号を、パイロット信号、制御信号、及びＬｃｈの各キャリアシンボルについては原信号のキャリアシンボルを、選択し出力するという構成にしてもよい。このようにして、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは、２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくデータシンボルを含むＯＦＤＭフレームを再構成してＩＦＦＴ部１２４に出力する。
【0114】
このようなフィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）による周波数領域の歪補正処理機能を有する２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づくＡＣＥ処理部１２３を有するＯＦＤＭ変調器１０１は、ＩＦＦＴ部１２４により、ＡＣＥ処理部１２３から２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄによるＯＦＤＭフレーム再構成後の信号について逆高速フーリエ変換処理を施すことによりＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成する。
【0115】
（本発明に係る１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法のキャリア選択に基づくＡＣＥ処理部）
次に、図３を参照して、本発明による一実施例の階層別で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ処理部１２３について説明する。図３に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄ、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄ、及びキャリア選択部１Ｓを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は図１及び図２に示すものと同様に構成され、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは図１及び図１２に示すものと同様に構成され、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは図２及び図１３に示すものと同様に構成されることから更なる説明は省略する。
次に、図３を参照して、本発明による一実施例の階層別で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用する場合のＡＣＥ処理部１２３について説明する。図３に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、ＡＣＥ前処理部１、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄ、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄ、及びキャリア選択部１Ｓを有する。そして、ＡＣＥ前処理部１は図１及び図２に示すものと同様に構成され、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄは図１及び図１２に示すものと同様に構成され、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄは図２及び図１３に示すものと同様に構成されることから更なる説明は省略する。
【0116】
ただし、図３に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、階層別で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用するために、キャリア選択部１Ｓが設けられている。ここで、図３に示す例では、限定するものではないが、代表的に、Ａ階層のデータシンボルには２Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用され、Ｂ階層のデータシンボルにはＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用され、Ｃ階層については未使用とする例を示している。
【0117】
キャリア選択部１Ｓは、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄから得られるＵＣ又は１Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用されるＢ階層のデータシンボルと、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄから得られる２Ｄ‐ＮＵＣの変調方式が適用されるＡ階層のデータシンボルと、を階層別にキャリア選択してＯＦＤＭフレームを再構成し、ＩＦＦＴ部１２４に出力する。このため、図３に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３における１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄ、２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄ、及びキャリア選択部１Ｓは、１Ｄ‐ＡＣＥ法、及び２Ｄ‐ＡＣＥ法に基づく所定の拡張ルール（図１４及び図１５参照）に従って、階層別に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後のデータシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段として構成される。
【0118】
このように、階層別で１Ｄ‐ＡＣＥ法、２Ｄ‐ＡＣＥ法を適用するように構成したＡＣＥ処理部１２３の場合でも、フィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）による周波数領域の歪補正処理機能を有するものとすることができる。尚、従来技術においては、階層別で１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法を併用する場合では、ＯＦＤＭフレーム構成部１２２の直後から１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法の切り替え回路を設けることが想定されるが、その場合、回路規模が大きくなり、その用途も限定されるものとなる。一方、図３に示す本実施例のＡＣＥ処理部１２３では、１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法を併用する際にＡＣＥ前処理部１については共通利用できるようにして、ＡＣＥ前処理部１、１Ｄ‐ＡＣＥ処理部１ｄ、及び２Ｄ‐ＡＣＥ処理部２ｄで機能分離しつつ、最終段でキャリア選択部１Ｓを設けるようにしたので、種々の用途に応用できる。例えば、図３に示す本実施例において、Ａ階層、Ｂ階層、及びＣ階層のうち２以上の階層を用いることができ、用いる全ての階層で１Ｄ‐ＡＣＥ法と２Ｄ‐ＡＣＥ法のいずれか一方を任意に指定して伝送途中でも切り替え適用することや、１Ｄ‐ＡＣＥ法及び２Ｄ‐ＡＣＥ法の双方を用いる際に階層別に任意に指定して伝送途中でも切り替え適用する用途にも応用できる。
【0119】
以下、フィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）について、より具体的に説明する。
【0120】
（フィルタ特性補正部）
まず、補間フィルタ部１３、及び前置フィルタ１５のフィルタ特性の通過域の歪み（周波数特性の歪み）は、ＯＦＤＭ変調器１０１が出力するＯＦＤＭ信号のＡＣＥ法に基づく拡張ベクトルの部分の歪となって現れる。そこで、図１乃至図３に係る本発明による各実施例のＡＣＥ処理部１２３であれば、ＩＦＦＴ部１１の前段とＦＦＴ部１７の後段に、フィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）を追加して、補間フィルタ部１３と前置フィルタ１５の周波数特性の歪み（理想特性である周波数振幅特性が１、位相特性が直線、群遅延特性が一定の理想特性からのずれ）を補正するように構成される。
まず、補間フィルタ部１３、及び前置フィルタ１５のフィルタ特性の通過域の歪み（周波数特性の歪み）は、ＯＦＤＭ変調器１０１が出力するＯＦＤＭ信号のＡＣＥ法に基づく拡張ベクトルの部分の歪となって現れる。そこで、図１乃至図３に係る本発明による各実施例のＡＣＥ処理部１２３であれば、ＩＦＦＴ部１１の前段とＦＦＴ部１７の後段に、フィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）を追加して、補間フィルタ部１３と前置フィルタ１５の周波数特性の歪み（理想特性である周波数振幅特性が１、位相特性が直線、群遅延特性が一定の理想特性からのずれ）を補正するように構成される。
【0121】
図４は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１のＡＣＥ処理部１２３におけるフィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）の概略構成を示す図である。
【0122】
図４に示すフィルタ特性補正部１０は、フィルタ特性補正データメモリ１５１、アドレス発生カウンタ１５２、及び複素乗算器１５３を備える。
【0123】
フィルタ特性補正データメモリ１５１は、当該予め定めたフィルタ特性補正データとして、処理するＯＦＤＭフレーム構成後の信号のサブキャリアの数分の複素データメモリを備える。そして、サブキャリア数分の複素データメモリには、第１のフィルタ特性補正部１０‐１用には補間フィルタ部１３のフィルタ特性（通過域の周波数特性）の誤差の逆数が、第２のフィルタ特性補正部１０‐２用には前置フィルタ１５のフィルタ特性（通過域の周波数特性）の誤差の逆数が当該予め定めたフィルタ特性補正データを構成する複素データとして格納されている。
【0124】
アドレス発生カウンタ１５２は、処理するＯＦＤＭフレーム構成後の信号の最初のサブキャリアのシンボルデータが入力されるタイミングでリセットするタイミング信号に基づいて、フィルタ特性補正データメモリ１５１のアドレス信号を発生させるカウンタ回路で構成され、複素乗算器１５３において処理するＯＦＤＭフレーム構成後の信号のキャリアシンボルと、そのキャリアシンボルに該当するフィルタ特性補正データとの間のサブキャリア番号順の同期を取るように作動する。
【0125】
従って、アドレス発生カウンタ１５２は、キャリアシンボルのデータが複素乗算器１５３に入力される度に、サブキャリア番号単位のクロックでカウントアップしてフィルタ特性補正データメモリ１５１のアドレス信号を発生させ、フィルタ特性補正データメモリ１５１からそのキャリアシンボルに該当するフィルタ特性補正データ（補間フィルタ部１３又は前置フィルタ１５のフィルタ特性の逆数）を複素乗算器１５３に出力させる。
【0126】
複素乗算器１５３は、４つの乗算器１５３１、減算器１５３２、及び加算器１５３３を有し、補正前のキャリアシンボルのデータについて、Ｉ，Ｑ形式の信号（Ｉ軸成分及びＱ軸成分）としてサブキャリア番号順に入力し、フィルタ特性補正データメモリ１１から得られるそのキャリアシンボルに該当するフィルタ特性補正データ（補間フィルタ部１３又は前置フィルタ１５のフィルタ特性の逆数）を、図示するように４つの乗算器１５３１、減算器１５３２、及び加算器１５３３を用いてＩ軸成分及びＱ軸成分の複素乗算を行う処理を施して、補正後のキャリアシンボルのデータを生成し、サブキャリア番号順に出力する。
【0127】
ただし、図４に示した実施例の変形例として、フィルタ特性補正データメモリ１５１におけるサブキャリアの数分の複素データメモリには、第１のフィルタ特性補正部１０‐１用には補間フィルタ部１３のフィルタ特性（通過域の周波数特性）の誤差が、第２のフィルタ特性補正部１０‐２用には前置フィルタ１５のフィルタ特性（通過域の周波数特性）の誤差が、当該予め定めたフィルタ特性補正データを構成する複素データとして格納されているものとしてもよい。この場合には、複素乗算器１５３の代わりに複素除算器（図示略）を用いる。
【0128】
従って、第１のフィルタ特性補正部１０‐１で用いる当該予め定めたフィルタ特性補正データは、当該周波数領域のキャリアシンボルについて、補間フィルタ部１３におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は補間フィルタ部１３におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成されているものとすることができる。
【0129】
同様に、第２のフィルタ特性補正部１０‐２で用いる当該予め定めたフィルタ特性補正データは、当該時間領域でクリップ処理した後に周波数領域に変換したキャリアシンボルについて、前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差に該当する複素係数で除算するものとして構成されているか、又は前置フィルタ部１５におけるフィルタ特性の通過域の歪みに起因する周波数特性の誤差の逆数に該当する複素係数を乗算するものとして構成されているものとすることができる。
【0130】
ここで、上述した本実施例のフィルタ特性補正部１０（第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２）を備えるＡＣＥ前処理部１は、第１のフィルタ特性補正部１０‐１、及び第２のフィルタ特性補正部１０‐２の処理対象として、ＳＰ、ＣＰ、Ｌｃｈ及びＴＭＣＣのシンボルと、データシンボルとを含むキャリアシンボルとしている。この変形例として、第２のフィルタ特性補正部１０‐２だけは、処理対象として、ＳＰ、ＣＰ、Ｌｃｈ及びＴＭＣＣのシンボルであるか、データシンボルであるかを判断してデータシンボルについてのみＡＣＥ法の処理対象とする構成とすることもできる。ただし、この場合、回路規模を増やす可能性もある。そこで、本実施例のＡＣＥ処理部１２３は、最終段で、ＡＣＥ法に係る拡張信号と原信号の選択を行うようにしている。
【0131】
以上のように、本発明による図１乃至図３に例示する一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１は、ＡＣＥ前処理部１において、補間フィルタ部１３に起因する周波数特性の歪みについてはＩＦＦＴ部１１の前段の第１のフィルタ特性補正部１０‐１で、その補間フィルタ部１３のフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を予めキャリアシンボルに加えることで、時間領域波形のクリップ処理を行う前に補正しておく。一方、前置フィルタ部１５に起因する周波数特性の歪みについては、ＦＦＴ部１７の後段の第２のフィルタ特性補正部１０‐２で、その前置フィルタ部１５のフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性をキャリアシンボルに加えることで補正する。
【0132】
（フィルタ特性のフィルタ特性補正データ生成装置／生成方法）
次に、図５を参照して、補間フィルタ部１３の周波数特性の歪みを打ち消すためのＩＦＦＴ部１１の前段の第１のフィルタ特性補正部１０‐１でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、前置フィルタ部１５の周波数特性の歪みを補正するためのＦＦＴ部１７の後段の第２のフィルタ特性補正部１０‐２でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、を示すフィルタ特性補正データの生成について説明する。ここでは、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５に同じ特性のフィルタを用いることを前提としている。
次に、図５を参照して、補間フィルタ部１３の周波数特性の歪みを打ち消すためのＩＦＦＴ部１１の前段の第１のフィルタ特性補正部１０‐１でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、前置フィルタ部１５の周波数特性の歪みを補正するためのＦＦＴ部１７の後段の第２のフィルタ特性補正部１０‐２でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、を示すフィルタ特性補正データの生成について説明する。ここでは、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５に同じ特性のフィルタを用いることを前提としている。
【0133】
図５は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１におけるフィルタ特性補正部１０に係るフィルタ特性補正データを生成するフィルタ特性補正データ生成装置３の概略構成（又はその生成方法）を例示するブロック図である。図５は、全体として自動で作動する１つの装置を構成した例を示しており、これを説明するが、フィルタ特性補正データ生成装置３の各機能部を独立したデバイスで構成し、組み合わせる操作を伴ってフィルタ特性補正データを生成する生成方法として構成したものでもよい。あるいは、一般に、こうした補間フィルタ処理や前置フィルタ処理はデジタル信号処理で実現されており、これらフィルタの特性は、ＦＩＲフィルタであれば、タップ係数で規定される。従って、図４に示した構成をハードウエアとしての装置ではなく、計算機上のシミュレーションでフィルタ補正データを生成する方法でもよい。
【0134】
図５に示すフィルタ特性補正データ生成装置３は、全キャリアパイロット信号生成部３０、ＩＦＦＴ部３１、アップサンプリング部３２、補間フィルタ部３３、前置フィルタ部３４、ダウンサンプリング部３５、ＦＦＴ部３６、伝送路応答算出部３７、及び１／√処理部３８を備える。
【0135】
図５に示すフィルタ特性補正データ生成装置３における各構成要素は、図１乃至図３に示す「ＩＦＦＴ部１１、アップサンプリング部１２、補間フィルタ部１３、時間領域クリップ処理部１４、前置フィルタ部１５、ダウンサンプリング部１６、ＦＦＴ部１７」の信号処理系統と比較して、そのＩＦＦＴ１１に対応するＩＦＦＴ部３１へ入力する全てのキャリアシンボルが補正データ用パイロットシンボル（振幅と位相が既知で、この場合、振幅が１．０、位相を０度とする）である点、及び時間領域クリップ処理部１４が無い点を除くと、同様になっている。
【0136】
より具体的には、全キャリアパイロット信号生成部３０は、図１乃至図３に示すＡＣＥ処理部１２３において処理対象とすることが想定されるＯＦＤＭ信号のキャリアシンボルについて全て、補正データ用パイロットシンボル（振幅と位相が既知で、この場合、振幅が１．０、位相を０度とする）として生成し、ＩＦＦＴ部３１及び伝送路応答算出部３７に出力する。
【0137】
ＩＦＦＴ部３１は、図１乃至図３に示すＩＦＦＴ部１１に対応する機能部であり、全キャリアパイロット信号生成部３０から入力した補正データ用パイロットシンボルについて、逆高速フーリエ変換処理を施すことにより時間領域波形に変換する処理を施して、アップサンプリング部３２に出力する。
【0138】
アップサンプリング部３２は、図１乃至図３に示すアップサンプリング部１２に対応する機能部であり、ＩＦＦＴ部３１から補正データ用パイロットシンボルを時間領域波形に変換した信号を入力し、その時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、ゼロ内挿による所定の整数倍（例えば、４倍）に変換するアップサンプリングを施して、補間フィルタ部３３に出力する。
【0139】
補間フィルタ部３３は、図１乃至図３に示す補間フィルタ部１３に対応する機能部であり、アップサンプリング部３２から入力される当該ゼロ内挿によるアップサンプリング後の信号について、より正確に波形のピークを検出するために内挿補間するフィルタ処理を施して、前置フィルタ部３４に出力する。
【0140】
前置フィルタ部３４は、図１乃至図３に示す前置フィルタ部１５に対応する機能部であり、補間フィルタ部３３から入力される当該内挿補間したアップサンプリング後の信号について、周波数領域のキャリアシンボルに変換するための前処理として、実動作の前置フィルタ部１５の通過帯域特性を作用させるために、フィルタ処理（前置フィルタ処理）を施して、ダウンサンプリング部３５に出力する。
【0141】
ダウンサンプリング部３５は、図１乃至図３に示すダウンサンプリング部１６に対応する機能部であり、前置フィルタ部３４から前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号を入力し、その前置フィルタ処理後の時間領域波形の信号のサンプリング周波数について、当該所定の整数倍の逆数となる逆数倍（本例では、１／４）に変換するダウンサンプリング（間引き処理）を施して、ＦＦＴ部３６に出力する。
【0142】
ＦＦＴ部３６は、図１乃至図３に示すＦＦＴ部１７に対応する機能部であり、ダウンサンプリング部３５から入力される当該ダウンサンプリング後の時間領域波形の信号について、高速フーリエ変換処理を施すことにより周波数領域に変換することで、変換後の補正データ用パイロットシンボルを生成し、伝送路応答算出部３７に出力する。
【0143】
伝送路応答算出部３７は、伝送路応答算出処理として、ＦＦＴ部３６から得られる当該変換後の補正データ用パイロットシンボルを、全キャリアパイロット信号生成部３０から得られる元の補正データ用パイロットシンボルで複素除算する処理を施すことにより、補間フィルタ部３３（図１乃至図３に示す補間フィルタ部１３に対応する。）と、前置フィルタ部３４（図１乃至図３に示す前置フィルタ部１５に対応する。）において生じるフィルタ特性の誤差値（通過域の歪みを示す。）をサブキャリア単位で算出し、１／√処理部３８に出力する。
【0144】
１／√処理部３８は、ルート処理として、伝送路応答算出部３７からフィルタ特性の誤差値を入力し、ここでは補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５に同じ特性のフィルタを用いることを前提としているので当該フィルタ特性の誤差値に対しその平方根を計算（振幅は√計算、位相は１／２とする）し、この平方根の計算結果の逆数を計算（振幅は逆数、位相は符号反転）することにより、フィルタ特性補正データを生成する。ここで、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５とは、必ずしも同じフィルタ特性とする必要はないが、同じにしておくとフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性を算出する上で好都合であり、ＯＦＤＭ信号のようにスペクトルが平坦な信号では、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５で同じフィルタ特性とすることは、自然なことと思われる。
【0145】
つまり、１／√処理部３８は、補間フィルタ部１３の周波数特性の歪みを打ち消すためのＩＦＦＴ部１１の前段の第１のフィルタ特性補正部１０‐１でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、前置フィルタ部１５の周波数特性の歪みを補正するためのＦＦＴ部１７の後段の第２のフィルタ特性補正部１０‐２でキャリアシンボルに加えるフィルタ特性の通過域の歪みの逆特性と、を示すフィルタ特性補正データを生成する。生成したフィルタ特性補正データは、図４に示すフィルタ特性補正データメモリ１５１に格納される。
【0146】
（シミュレーション結果）
本発明の効果を確認するために計算機シミュレーションを実施した。表１に本発明に係るＡＣＥ法に関する計算機シミュレーションの諸元を示す。
本発明の効果を確認するために計算機シミュレーションを実施した。表１に本発明に係るＡＣＥ法に関する計算機シミュレーションの諸元を示す。
【0147】
【表1】
【0148】
計算機シミュレーションでは、モンテカルロ法に基づいてランダムなビット列を発生させ、そのビットデータでデータシンボルをＵＣ２５６ＱＡＭの変調を行った後にＯＦＤＭフレーム化し、得られた信号に対して１Ｄ‐ＡＣＥ法の処理を適用、処理後の信号の相補累積分布関数（ＣＣＤＦ：Complementary Cumulative Distribution Function）を計算して、ＰＡＰＲ値を求めた。
【0149】
図６は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部１０におけるフィルタ特性の補正処理の有無による比較として、拡張利得対ＰＡＰＲ特性の違いを示す図である。つまり、図６には、拡張利得に対するＰＡＰＲ（ここでは、ＣＣＤＦが１０－６点になる横軸の値としている）の値を、本発明に係るフィルタ特性補正部１０による補正処理を行った場合と、その補正処理を行わなかった場合の２通りについて比較して示している。一般に、拡張利得を大きくしていくと、ＰＡＰＲの値は下がっていき、特定の拡張利得で最小値になる。その後、さらに拡張利得を大きくして行くと、今度は逆にＰＡＰＲの値は上がっていく。
【0150】
図６から分かるように、ＰＡＰＲの値の最小値は、本発明に係るフィルタ特性補正部１０による補正処理を行った場合、その補正処理を行わなかった場合より小さくなり、本発明の効果が容易に確認できる。一方、ＰＡＰＲの値の最小値が得られる拡張利得は、本発明に係るフィルタ特性補正部１０による補正処理を行わなかった場合に比べて、その補正処理を行った場合は、より大きくなっている。これは、時間領域波形のクリップ処理で生じ、拡大することでＰＡＰＲの低減に寄与するコンスタレーション上の信号点の位置のずれとは異なり、補間フィルタ部１３と前置ファイルタ部１５の周波数特性の歪みによって生じて、ＰＡＰＲの低減をむしろ妨害するコンスタレーション上の信号点の位置のずれが、拡張利得で増大してしまうためである。
【0151】
また、図７は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部１０におけるフィルタ特性の補正処理の有無による比較として、ＰＡＰＲ最小点でのＣＣＤＦ特性を示す図である。つまり、図７には、本発明に係るフィルタ特性補正部１０におけるフィルタ特性の補正処理を行った場合と、その補正処理を行わなかった場合の、ＰＡＰＲの値が最小となる拡張利得におけるＣＣＤＦ特性を示している。併せて、図８は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部１０により、補間フィルタ部１３と前置ファイルタ部１５の周波数特性の歪みを補正した場合のＡＣＥ処理後のコンスタレーション（図中、ＳＰ，ＣＰは含んでいるが、ＴＭＣＣ，Ｌｃｈのシンボルは含んでいない。）を示す図である。また、図９は、本発明による一実施例のＯＦＤＭ変調器１０１について、変調方式がＵＣ２５６ＱＡＭのときに、本発明に係るフィルタ特性補正部１０による補間フィルタ部１３と前置ファイルタ部１５の周波数特性の歪みを補正しなかった場合のＡＣＥ処理後のコンスタレーション（図中、ＳＰ，ＣＰは含んでいるが、ＴＭＣＣ，Ｌｃｈのシンボルは含んでいない。）を示す図である。
【0152】
図７、並びに図８及び図９から理解されるように、本発明に係るフィルタ特性補正部１０におけるフィルタ特性の補正処理を行った場合の図８と、その補正処理を行わなかった場合の図９を比べてみると、図９に示す補正処理を行わなかった場合では拡張利得Ｇ＝１８として、図８に示す補正処理を行なった場合の拡張利得Ｇ＝３８より小さいにも関わらず、コンスタレーションの広がりが大きく、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５の周波数特性の歪みの影響を強く受けていることが分かる。
【0153】
このように、本発明に係るフィルタ特性補正部１０におけるフィルタ特性の補正処理は、ＡＣＥ法による本来のＰＡＰＲ低減効果を実現するとともに、補間フィルタと前置フィルタの周波数特性の歪みの許容値を下げることに寄与し、補間フィルタ部１３と前置フィルタ部１５の回路規模の削減を可能にすることができる。
【0154】
上述の実施例については代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、ＡＣＥ処理部１２３において、上述した各実施例に対し種々の変形した構成が可能であり、利得拡張対象とするのはデータシンボルのみであるから、１Ｄ‐ＡＣＥ法及び２Ｄ‐ＡＣＥ法のそれぞれの拡張ルールに従う限り、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における少なくともデータキャリアを構成する周波数領域のキャリアシンボルについて利得拡張の対象とする構成であればよい。
【0155】
更に、上述の実施例については、従来技術に合わせて、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号におけるデータキャリアのみを拡張対象とする例を説明したが、本発明ではさらに応用して、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号におけるＴＭＣＣキャリアシンボル及び／又はＬｃｈキャリアシンボルを拡張対象としてもよい。即ち、本発明に係るＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器１０１は、ＯＦＤＭフレーム構成後の信号における周波数領域のキャリアシンボルについて、ＡＣＥ法に基づく誤差値を生成するＡＣＥ前処理部１と、ＡＣＥ法の拡張ルールに従ってキャリアシンボルに含まれる拡張対象とする予め定めた拡張対象キャリアシンボルとして所定の信号点位置のデータシンボル、ＴＭＣＣキャリアシンボル及びＬｃｈキャリアシンボルのうちいずれか１種以上について拡張可能として判定した場合に、その誤差値を基に生成したＡＣＥ法に基づく拡張後の拡張対象キャリアシンボルを用いて、ＯＦＤＭフレームを再構成するＯＦＤＭフレーム再構成手段（１ｄ又は２ｄ、或いは１ｄ，２ｄ，１Ｓ）と、当該ＯＦＤＭフレームを再構成した後の信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施すことにより、時間領域波形に変換するＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部（１２４）と、を備える構成とすることができる。この応用構成した本発明に係るＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器１０１は、データシンボルのみ、ＴＭＣＣキャリアシンボルのみ、Ｌｃｈキャリアシンボルのみを拡張対象とするだけでなく、これらのうち複数種を拡張対象とすることができ、即ちデータシンボル、ＴＭＣＣキャリアシンボル及びＬｃｈキャリアシンボルのうち１種以上を拡張対象とする拡張対象キャリアシンボルとして処理する構成とすることができる。
【0156】
従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【0157】
本発明によれば、ＡＣＥ法に係るフィルタ特性の誤差の影響を低減させることができ、ＰＡＰＲ低減性能を向上させることができるので、ＡＣＥ法を適用するＯＦＤＭ変調器の用途に有用である。
【符号の説明】
【0158】
１ 本発明に係るＡＣＥ前処理部
１ｄ １Ｄ‐ＡＣＥ処理部
２ｄ ２Ｄ‐ＡＣＥ処理部
１Ｓ 本発明に係るキャリア選択部
１ｐ 従来技術のＡＣＥ前処理部
３ フィルタ特性補正データ生成装置
１０ フィルタ特性補正部
１０‐１ 第１のフィルタ特性補正部
１０‐２ 第２のフィルタ特性補正部
１１ ＩＦＦＴ部
１２ アップサンプリング部
１３ 補間フィルタ部
１４ 時間領域クリップ処理部
１５ 前置フィルタ部
１６ ダウンサンプリング部
１７ ＦＦＴ部
１８ 減算部
１９ 利得拡張部
２０ 加算部
２１ ＩＱ独立拡張制限部
２２ ＩＱ独立信号選択部
２３ 利得拡張部
２４ 拡張領域制限処理部
２５ 加算部
２６ キャリアシンボル選択部
３０ 全キャリアパイロット信号生成部
３１ ＩＦＦＴ部
３２ アップサンプリング部
３３ 補間フィルタ部
３４ 前置フィルタ部
３５ ダウンサンプリング部
３６ ＦＦＴ部
３７ 伝送路応答算出部
３８ １／√処理部
１００ 送信装置
１０１ ＯＦＤＭ変調器
１０２ 周波数変換器
１０３ ローカル発振器
１０４ 電力増幅器
１０５ 送信フィルタ
１１１ 入力部
１１２Ａ，１１２Ｂ，１１２Ｃ 誤り訂正符号化部
１１３Ａ，１１３Ｂ，１１３Ｃ ビットインターリーブ部
１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ マッピング部
１１５ 階層合成部
１１６ 時間・周波数インターリーブ部
１１７ 誤り訂正符号化部
１１８ Ｌｃｈ信号生成部
１１９ ＴＭＣＣ情報ビット生成部
１２０ パイロット信号生成部
１２１ ＴＭＣＣ信号生成部
１２２ ＯＦＤＭフレーム構成部
１２３ ＡＣＥ処理部
１２４ ＩＦＦＴ部
１２５ ＧＩ付加部
１２６ 直交変調部
１５１ フィルタ特性補正データメモリ
１５２ アドレス発生カウンタ
１５３ 複素乗算器
１２４ ＩＦＦＴ部
１５３１ 乗算器
１５３２ 減算器
１５３３ 加算器
Ｔｘ 送信アンテナ
１ｄ １Ｄ‐ＡＣＥ処理部
２ｄ ２Ｄ‐ＡＣＥ処理部
１Ｓ 本発明に係るキャリア選択部
１ｐ 従来技術のＡＣＥ前処理部
３ フィルタ特性補正データ生成装置
１０ フィルタ特性補正部
１０‐１ 第１のフィルタ特性補正部
１０‐２ 第２のフィルタ特性補正部
１１ ＩＦＦＴ部
１２ アップサンプリング部
１３ 補間フィルタ部
１４ 時間領域クリップ処理部
１５ 前置フィルタ部
１６ ダウンサンプリング部
１７ ＦＦＴ部
１８ 減算部
１９ 利得拡張部
２０ 加算部
２１ ＩＱ独立拡張制限部
２２ ＩＱ独立信号選択部
２３ 利得拡張部
２４ 拡張領域制限処理部
２５ 加算部
２６ キャリアシンボル選択部
３０ 全キャリアパイロット信号生成部
３１ ＩＦＦＴ部
３２ アップサンプリング部
３３ 補間フィルタ部
３４ 前置フィルタ部
３５ ダウンサンプリング部
３６ ＦＦＴ部
３７ 伝送路応答算出部
３８ １／√処理部
１００ 送信装置
１０１ ＯＦＤＭ変調器
１０２ 周波数変換器
１０３ ローカル発振器
１０４ 電力増幅器
１０５ 送信フィルタ
１１１ 入力部
１１２Ａ，１１２Ｂ，１１２Ｃ 誤り訂正符号化部
１１３Ａ，１１３Ｂ，１１３Ｃ ビットインターリーブ部
１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ マッピング部
１１５ 階層合成部
１１６ 時間・周波数インターリーブ部
１１７ 誤り訂正符号化部
１１８ Ｌｃｈ信号生成部
１１９ ＴＭＣＣ情報ビット生成部
１２０ パイロット信号生成部
１２１ ＴＭＣＣ信号生成部
１２２ ＯＦＤＭフレーム構成部
１２３ ＡＣＥ処理部
１２４ ＩＦＦＴ部
１２５ ＧＩ付加部
１２６ 直交変調部
１５１ フィルタ特性補正データメモリ
１５２ アドレス発生カウンタ
１５３ 複素乗算器
１２４ ＩＦＦＴ部
１５３１ 乗算器
１５３２ 減算器
１５３３ 加算器
Ｔｘ 送信アンテナ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
