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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2025021689
(43)【公開日】2025-02-14
(54)【発明の名称】充電器、その制御方法および制御プログラム
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20250206BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20250206BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
H02M7/12 Q
【審査請求】有
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023125589
(22)【出願日】2023-08-01
(71)【出願人】
【識別番号】000006895
【氏名又は名称】矢崎総業株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】514007047
【氏名又は名称】長岡パワーエレクトロニクス株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】504196300
【氏名又は名称】国立大学法人東京海洋大学
(74)【代理人】
【識別番号】100134832
【弁理士】
【氏名又は名称】瀧野 文雄
(74)【代理人】
【識別番号】100165308
【弁理士】
【氏名又は名称】津田 俊明
(74)【代理人】
【識別番号】100115048
【弁理士】
【氏名又は名称】福田 康弘
(72)【発明者】
【氏名】前▲崎▼ 大輔
(72)【発明者】
【氏名】榎本 倫人
(72)【発明者】
【氏名】權藤 涼
(72)【発明者】
【氏名】大沼 喜也
(72)【発明者】
【氏名】米田 昇平
(72)【発明者】
【氏名】宅間 春介
【テーマコード（参考）】
5H006
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H006AA07
5H006CA02
5H006CA07
5H006CC08
5H006DA02
5H730AA15
5H730AA18
5H730AS01
5H730AS17
5H730BB27
5H730BB57
5H730CC01
5H730CC04
5H730DD04
5H730EE07
5H730EE13
5H730FG01
(57)【要約】
【課題】電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供する。
【解決手段】交流電源２００から出力される電力ｐｓと電力脈動吸収回路１３０のコンデンサＣｂｕｆから出力される電力ｐＣとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１および第２のスイッチＳ３２を制御し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐｓが交流電源２００から出力される電力の平均電力Ｐよりも低い期間である放電期間において、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオンの状態に保つ。
【選択図】図９
【解決手段】交流電源２００から出力される電力ｐｓと電力脈動吸収回路１３０のコンデンサＣｂｕｆから出力される電力ｐＣとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１および第２のスイッチＳ３２を制御し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐｓが交流電源２００から出力される電力の平均電力Ｐよりも低い期間である放電期間において、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオンの状態に保つ。
【選択図】図９
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御部は、
前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ、充電器。
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御部は、
前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ、充電器。
【請求項2】
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器の一次側のインダクタを流れる電流であるインダクタ電流の波形が正負で対称になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチを制御する、請求項１に記載の充電器。
【請求項3】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次側に、前記第１の端子側に配置された第１のスイッチと前記第２の端子側に配置された第２のスイッチを含むレグと、前記第１の端子側に配置された第３のスイッチと前記第２の端子側に配置された第４のスイッチを含むレグと、を有し、
２次側に、前記第３の端子側に配置された第５のスイッチと前記第４の端子側に配置された第６のスイッチを含むレグと、前記第３の端子側に配置された第７のスイッチと前記第４の端子側に配置された第８のスイッチを含むレグと、を有し、
前記放電期間において前記制御部により実行される前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングの制御は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第１のモードと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第２のモードと、を含み、
前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際の前記インダクタ電流の値がゼロ以上になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数を制御する、請求項２に記載の充電器。
１次側に、前記第１の端子側に配置された第１のスイッチと前記第２の端子側に配置された第２のスイッチを含むレグと、前記第１の端子側に配置された第３のスイッチと前記第２の端子側に配置された第４のスイッチを含むレグと、を有し、
２次側に、前記第３の端子側に配置された第５のスイッチと前記第４の端子側に配置された第６のスイッチを含むレグと、前記第３の端子側に配置された第７のスイッチと前記第４の端子側に配置された第８のスイッチを含むレグと、を有し、
前記放電期間において前記制御部により実行される前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングの制御は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第１のモードと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第２のモードと、を含み、
前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際の前記インダクタ電流の値がゼロ以上になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数を制御する、請求項２に記載の充電器。
【請求項4】
前記制御部は、前記放電期間において、前記交流電源から前記電力脈動吸収回路のインダクタに流れる電流が正弦波電流になるように、前記電力脈動吸収回路の第２のスイッチを制御する、請求項２に記載の充電器。
【請求項5】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次側に、前記第１の端子側に配置された第１のスイッチと前記第２の端子側に配置された第２のスイッチを含むレグと、前記第１の端子側に配置された第３のスイッチと前記第２の端子側に配置された第４のスイッチを含むレグと、を有し、
２次側に、前記第３の端子側に配置された第５のスイッチと前記第４の端子側に配置された第６のスイッチを含むレグと、前記第３の端子側に配置された第７のスイッチと前記第４の端子側に配置された第８のスイッチを含むレグと、を有し、
制御部が、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも高い期間である充電期間において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフである第１の期間と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフである第２の期間と、に、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチをオンに制御し、前記第１の期間および前記第２の期間以外の期間に、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチをオフに制御する、請求項１から４のいずれか一項に記載の充電器。
１次側に、前記第１の端子側に配置された第１のスイッチと前記第２の端子側に配置された第２のスイッチを含むレグと、前記第１の端子側に配置された第３のスイッチと前記第２の端子側に配置された第４のスイッチを含むレグと、を有し、
２次側に、前記第３の端子側に配置された第５のスイッチと前記第４の端子側に配置された第６のスイッチを含むレグと、前記第３の端子側に配置された第７のスイッチと前記第４の端子側に配置された第８のスイッチを含むレグと、を有し、
制御部が、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも高い期間である充電期間において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフである第１の期間と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフである第２の期間と、に、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチをオンに制御し、前記第１の期間および前記第２の期間以外の期間に、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチをオフに制御する、請求項１から４のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項6】
前記充電期間において前記制御部により実行される前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングの制御は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第１のモードと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオフである第３のモードと、を含み、
前記制御部は、前記第１のモードから前記第３のモードに切り替える際の前記インダクタ電流の値がゼロ以上になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数を制御する、請求項５に記載の充電器。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオンである第１のモードと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のスイッチ、第４のスイッチ、第５のスイッチ、および第８のスイッチがオンであり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のスイッチ、第３のスイッチ、第６のスイッチ、および第７のスイッチがオフであり、前記電力脈動吸収回路の第１のスイッチがオフである第３のモードと、を含み、
前記制御部は、前記第１のモードから前記第３のモードに切り替える際の前記インダクタ電流の値がゼロ以上になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数を制御する、請求項５に記載の充電器。
【請求項7】
前記制御部は、前記充電期間において、前記交流電源からの出力電流が正弦波電流になるように、前記電力脈動吸収回路の第２のスイッチを制御する、請求項５に記載の充電器。
【請求項8】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである、請求項１に記載の充電器。
【請求項9】
コンピュータにより実行される、充電器を制御するための制御方法であって、
前記充電器は、
交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御方法は、
前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ、制御方法。
前記充電器は、
交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御方法は、
前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ、制御方法。
【請求項10】
請求項９に記載された制御方法をコンピュータに実行させる制御プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、充電器、その制御方法および制御プログラムに関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車向け充電器として、種々の絶縁形単相ＡＣ／ＤＣコンバータが検討されている。一般的には、電気自動車向け充電器として、力率改善（Ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ））回路付きのダイオード整流器、直流リンク部の大容量コンデンサ、高周波絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータからなる回路構成が用いられる。直流リンク部の大容量コンデンサは単相交流電源による電力の脈動を吸収するだけの容量が必要であり、このような回路構成では、小型化が困難であった。
【0003】
電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器として、特許文献１、非特許文献１には、Ｄｕａｌ－Ａｃｔｉｖｅ－Ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータに電力脈動吸収用のアクティブバッファを付加した充電器とその制御が開示されている。
【0004】
特許文献１、非特許文献１に開示された制御（不連続電流モード）では、ＤＡＢコンバータのすべてのスイッチがオフになる期間（零電流期間）がある。このため、スイッチング回数が多く、スイッチング損失が大きくなる。また、この零電流期間では、すべてのスイッチがオフになるため、ＤＡＢコンバータのインダクタＬを流れる電流はゼロになるはずであるが、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～Ｓ２８の寄生容量との間の共振が生じる。このため、零電流期間後のスイッチングがハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。
【0005】
そこで、特許文献２、非特許文献２～４には、零電流期間が存在しない制御（連続電流モード）が開示されている。連続電流モードでは、零電流期間がゼロになるように、交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆＳＷを変化させることにより、インダクタＬの電流と電圧の振動を除去し、零電流期間後のハードスイッチングを避け、充電器を高効率に制御することを可能にしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０２２－３４８２０号公報
【特許文献2】特開２０２３－２５７９５号公報
【非特許文献】
【0007】
【非特許文献1】米田昇平, 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの検討」, 半導体電力変換研究会資料, 2021, SPC-21-003, pp. 13-18
【非特許文献2】米田昇平, 宅間春介. 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの可変周波数制御の検討」, 2021年電気学会産業応用部門大会講演論文集, 2021, Vol. 1, No. 30, pp. 13-18
【非特許文献3】S. Komeda, S. Takuma and Y. Ohnuma, "A Variable Switching Frequency Control Method for a Dual-Active-Bridge Single-Phase AC-DC Converter with an Active Energy Buffer," 2022 International Power Electronics Conference (IPEC-Himeji 2022- ECCE Asia), 2022, pp. 1185-1190
【非特許文献4】S. Komeda, S. Takuma and Y. Ohnuma, “Variable Switching Frequency Control for a Dual-Active-Bridge Single-Phase AC-DC Converter with Active Energy Buffer,” IEEJ Journal of Ind. Appl., vol. 12, no. 3, pp. 418-426(2023)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
上記の制御はいずれも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形を正負で非対称にし、この正負で非対称な動作波形を方形波形により近似することで、制御則の導出を容易にしている。インダクタＬの動作波形を正負で非対称にするために、上記の制御では、アクティブバッファのバッファコンデンサが放電する放電期間とアクティブバッファのバッファコンデンサが充電される充電期間のいずれにおいても、アクティブバッファの放電スイッチのスイッチングをスイッチング周期内で２回以上行う必要がある。結果、上記の制御では、このアクティブバッファの放電スイッチにおけるスイッチング損失が充電器の効率に影響する。
【0009】
そこで、本発明は、電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記課題を解決するため、本発明の実施形態に係る充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、前記制御部は、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ。
【0011】
本発明の一実施形態に係る制御方法は、コンピュータにより実行される、充電器を制御するための制御方法であって、前記充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリの正極に接続するための第３の端子と、前記バッテリの負極に接続するための第４の端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、を有し、前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、前記制御方法は、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記第１のスイッチをオンの状態に保つ。
【0012】
本発明の一実施形態に係る制御プログラムは、上記制御方法をコンピュータに実行させる。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、電力の脈動を吸収することが可能な小型で高効率な充電器を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。
【図2】交流電源から出力される瞬時電力ｐｓとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの関係を示す図である。
【図3】各モードにおける各スイッチの状態を示す図である。
【図4】不連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（非対称波形制御法）。
【図5】不連続電流モードでの ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを示す図である（非対称波形制御法）。
【図6】連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（非対称波形制御法）。
【図7】連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを示す図である（非対称波形制御法）。
【図8】放電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬを示す図である（対称波形制御法）。
【図9】放電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを示す図である（対称波形制御法）。
【図10】充電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬを示す図である（対称波形制御法）。
【図11】充電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを示す図である（対称波形制御法）。
【図12】対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率と非対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
＜充電器１００＞
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖＳを直流電圧Ｖｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖＳを直流電圧Ｖｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。
【0016】
整流器１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に接続されたカソード端子１１１、アノード端子１１２と、交流電源２００に接続するための２つの入力端子１１３と、を有する。整流器１１０は、例えば、図１に示すように、４つのダイオードから成るブリッジダイオード整流器であり、交流電源に接続した２つの入力端子１１３間から入力された交流電流を、直流電流に変換し、カソード端子１１１から出力する。整流器１１０は、図１に示すように、インダクタＬａｃとコンデンサＣａｃを有するフィルタＦを介して、交流電源２００と接続されるようにしても良い。
【0017】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、例えば、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器１１０のカソード端子１１１に接続した第１の端子１２１と、整流器１１０のアノード端子１１２に接続した第２の端子１２２と、バッテリ３００の正極に接続するための第３の端子１２３と、バッテリ３００の負極に接続するための第４の端子１２４と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒと、変圧器Ｔｒを挟んで、入力端側（１次側）に４つのスイッチ、第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチＳ２２、第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を含むフルブリッジ回路を有し、出力側端側（２次側）に４つのスイッチ、第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチＳ２６、第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を含むフルブリッジ回路を有する。８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８の各々は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴは、スナバコンデンサを有するようにしても良い。
【0018】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側のフルブリッジ回路は、第１の端子１２１と第２の端子１２２との間に接続された２つのレグ（第１の端子１２１側に配置された第１のスイッチＳ２１と第２の端子１２２側に配置された第２のスイッチ２２とを含むレグと、第１の端子１２１側に配置された第３のスイッチＳ２３と第２の端子１２２側に配置された第４のスイッチＳ２４とを含むレグ）を有し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の２次側のフルブリッジ回路は、第３の端子１２３と第４の端子１２４との間に接続された２つのレグ（第３の端子１２３側に配置された第５のスイッチＳ２５と第４の端子１２４側に配置された第６のスイッチ２６を含むレグと、第３の端子１２３側に配置された第７のスイッチＳ２７と第４の端子１２４側に配置された第８のスイッチＳ２８を含むレグ）を有する。
【0019】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒの１次側にインダクタＬを有する。このインダクタＬは、例えば、変圧器Ｔｒの漏れインダクタである。
【0020】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３と第４の端子１２４との間には、直流コンデンサＣｄｃが接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３とバッテリ３００の正極との間に、インダクタＬｄｃを接続するようにしても良い。
【0021】
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第１のスイッチＳ３１と、第２のスイッチＳ３２と、を有する。
【0022】
電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の一方との間に接続され、電力脈動吸収回路１３０の第２のダイオードＤ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の他方との間に接続されている。このとき、電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１、第２のダイオードＤ３２の各々は、整流器１１０の入力端子１１３からインダクタＬｂへの方向が順方向となるように、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の入力端子１１３の間に接続されている。このため、整流器１１０の入力端子１１３に交流電源２００が接続されたとしても、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂには、直流電流が入力される。
【0023】
電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１は、整流器１１０のカソード端子１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１とを接続する第１のラインＬＨと、整流器１１０のアノード端子１１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第２の端子１２２とを接続する第２のラインＬＬと、の間に、直列に接続されている。バッファコンデンサＣｂｕｆは、第２のラインＬＬ側に配置され、第１のスイッチ３１は、第１のラインＬＨ側に配置されている。第１のスイッチＳ３１は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが、第１のラインＬＨに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインがバッファコンデンサに接続するようにすると良い。
【0024】
電力脈動吸収回路１３０の第３のダイオードＤ３３は、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１とを接続するラインと電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂとの間に、インダクタＬｂからこのラインへの方向が順方向になるように接続されている。
【0025】
電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインと、第２のラインＬＬと、の間に接続されている。第２のスイッチＳ３２は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインが電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが第２のラインＬＬに接続するようにすると良い。
【0026】
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御する。制御部１４０は、例えば、コンピュータにより構成される。
【0027】
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第２のスイッチＳ３２と、を有しているため、力率改善回路（ＰＦＣ）として機能することが可能である。このため、本実施形態では、下記のような正弦波電圧ｖＳ、正弦波電流ｉＳが、交流電源２００から充電器１００に、入力されるように制御することが可能である。
ここで、ＶＳは、電源電圧の実効値であり、ＩＳは、電源電流の実効値である。
【数1】
【0028】
このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳは、下記のように、平均電力Ｐ（＝ＶＳＩＳ）と脈動部分ｐｒｉｐ（ｔ）（＝－ＶＳＩＳｃｏｓ２ωＳｔ）の和となり、図２の実線に示すように、平均電力Ｐ（図２の破線）を挟んで、交流の角周波数ωＳの２倍の角周波数で脈動する。
【数2】
【0029】
そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御することで、電力脈動吸収回路１３０で交流電源２００による電力の脈動を吸収し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力を一定にする。
【0030】
このとき、本実施形態に係る充電器１００では、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐｓ＞Ｐ）と、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐｓ＜Ｐ）と、で制御を変える。
【0031】
交流電源から出力される瞬時電力ｐｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐｓ＞Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の２つのスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御することにより、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳのうちの脈動部分ｐｒｉｐを電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂを介してバッファコンデンサＣｂｕｆに充電することで、交流電源から出力された電力のうちの平均電力ＰのみがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される期間（充電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、マイナスになる。
【0032】
一方、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐｓ＜Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１、Ｓ３２のスイッチングを制御することにより、バッファコンデンサＣｂｕｆを第１のスイッチＳ３１を介して積極的に放電し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳと平均電力Ｐの差である脈動部分ｐｒｉｐを補償することで、平均電力ＰがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが放電する期間（放電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、プラスになる。
【0033】
以上のように、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御する。
【0034】
このように、本実施形態では、放電期間において、積極的に、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電している。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに蓄えられる電力量（つまり、バッファコンデンサＣｂｕｆの容量）を抑えることが可能であり、バッファコンデンサＣｂｕｆの小型化が可能である。
【0035】
また、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力には脈動がない。このため、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃの小型化が可能である。
【0036】
以上のように、本実施形態では、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化することが可能である。このため、本実施形態では、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能である。
【0037】
＜非対称波形制御法＞
制御部１４０は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが正負で非対称になるように、７つのモードまたは６つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する（非対称波形制御法）。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。
制御部１４０は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが正負で非対称になるように、７つのモードまたは６つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する（非対称波形制御法）。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。
【0038】
図４は、リアクトルＬに流れる電流ｉＬがゼロになる零電流期間Ｔ０を含んだ不連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬを示す図である。この不連続電流モードの動作波形ｉＬは、図３に示す７つのモードを、図５に示すように、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる。このとき、７つのモードの各々における電流ｉＬは、下記のようになる（特許文献１、非特許文献１）。
ここで、ｔｃｎ（ｎ＝１～７）は、モードｎに切り替えられた時間である。
【数3】
【0039】
本実施形態では、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンであるときにバッファコンデンサＣｂｕｆをより積極的に放電するために、制御部１４０は、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧ｖＣが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖｒｅｃよりも常に高くなるように制御する。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧ｖＣが整流器１１０の瞬時電圧ｖｒｅｃと異なる値を持っており、モード２とモード３での動作波形ｉＬの傾きが異なる。同様に、モード６とモード７での動作波形ｉＬの傾きが異なる。このため、本実施形態では、図４に示されているように、正での波形と負での波形がｉＬ＝０に対して非対称である動作波形を生成することができる。
【0040】
図４に示した動作波形ｉＬにおいて、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔ５－ｔ６｜、｜ｔ１－ｔ２｜＝｜ｔ７－ｔ８｜、｜ｔ２－ｔ３｜＝｜ｔ６－ｔ７｜、｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ８－ｔ９｜となるようにｔ０～ｔ１０を設定し、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔＳ１－ｔ４｜＝｜ｔＳ２－ｔ９｜となるように、ｔ３とｔ４の間にｔＳ１を、ｔ８とｔ９の間にｔＳ２を設定すると、動作波形ｉＬは、等価方形波形ｉＬ′により近似することができる。
【数4】
【0041】
等価方形波形ｉＬ′のｔ０≦ｔ＜ｔ１、ｔＳ１≦ｔ＜ｔ４、ｔ５≦ｔ＜ｔ６、ｔＳ２≦ｔ＜ｔ９の期間を無効電流期間Ｔｑと定義し、ｔ１≦ｔ＜ｔ２、ｔ７≦ｔ＜ｔ８の期間をバッファコンデンサ放電電流期間ＴＣと定義し、ｔ２≦ｔ＜ｔ３、ｔ６≦ｔ＜ｔ７の期間を電源電流期間Ｔｒｅｃと定義し、ｔ３≦ｔ＜ｔＳ１、ｔ８≦ｔ＜ｔＳ２の期間を電流バランス期間Ｔｂと定義し、ｔ４≦ｔ＜ｔ５、ｔ９≦ｔ＜ｔ１０の期間を零電流期間Ｔ０と定義すると、スイッチング周期ＴＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。
指令値として、ｉｒｅｃ、ｉＣ、ｖＣ、Ｖｄｃ、ＩＬ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図４の動作波形ｉＬに対する制御則を求めることができる。この指令値のうち、ｉｒｅｃおよびｉＣの指令値ｉｒｅｃ
*、ｉＣ
*は、次のように、放電期間と充電期間で切り替え、電力脈動吸収回路１３０を、ＰＦＣ回路として機能させ、かつ、電力の脈動を吸収する回路として機能させる。
【数5】
【数6】
【0042】
不連続電流モードの動作波形ｉＬは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチング周波数ｆＳＷを変化させず、一定のスイッチング周波数ｆＳＷで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をスイッチングすることで得られる。一方、スイッチング周波数ｆＳＷを変化させることで、零電流期間Ｔ０がゼロである連続電流モードにより動作させることが可能である（非特許文献２～４）。上記の式（２）をＤ０＝０として解くことにより、連続電流モードでのスイッチング周波数ｆＳＷは、次のように求まる。
【数7】
【0043】
図６は、連続電流モードでのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である。連続電流モードでは、モード５での動作が無くなるため、図７に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がモード１、モード２、モード３、モード４、モード６、モード７、モード１の順にスイッチングされる。
【0044】
等価方形波ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を最適化することで、充電器１００をより高効率で動作させることが可能である（非特許文献２～４）。例えば、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときのスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（３））が所定の値（第１の周波数値）ｆ１になるように等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を制御することで、充電器１００をより高効率で動作することが可能である。このとき、等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値ＩＬ′*は、下記のようになる。
ここで、ＶＣｍｉｎは、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧の最小値である。
【数8】
【0045】
＜対称波形制御法＞
非対称波形制御法では、動作波形ｉＬを正負で非対称にするために、放電期間であっても、図５、７に示すように、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１は、スイッチングされる必要があった。このため、非対称波形制御法では、放電期間であっても、第１のスイッチＳ３１のスイッチング損失が生じる。
非対称波形制御法では、動作波形ｉＬを正負で非対称にするために、放電期間であっても、図５、７に示すように、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１は、スイッチングされる必要があった。このため、非対称波形制御法では、放電期間であっても、第１のスイッチＳ３１のスイッチング損失が生じる。
【0046】
そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが正負で対称になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御するようにしても良い（対称波形制御法）。
【0047】
例えば、放電期間において、制御部１４０は、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオンの状態に保ちつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが正負で対称になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８のスイッチングを制御する。図８は、放電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬを示す図である。この動作波形ｉＬは、図３に示す７つのモードのうちの４つのモード（モード１、２、４、７）を、図９に示すように、モード１、モード２、モード４、モード７の順にスイッチングすることで得られる。つまり、図８に示した放電期間における動作波形ｉＬは、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法（例えば、平地克也著、「ＤＣ／ＤＣコンバータの基礎から応用まで Fundamentals and Application of DC/DC Converter」、初版、電気学会、2018年1月、p.178-193）と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側のスイッチＳ２１～Ｓ２４のオンオフ制御と、２次側のスイッチ２５～２８のオンオフ制御と、を位相シフト角φだけずらすことで得られる。
【0048】
よって、放電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の伝送電力Ｐは、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法と同様に、位相シフト角φにより制御することが可能である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電流Ｉｄｃ（＝Ｐ／Ｖｄｃ）が一定になるようにすることで、放電期間における位相シフト角φの指令値φ＊は、下記のように求まる。
【数9】
【数10】
【0049】
対称波形制御法では、放電期間において、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオンのままであるので、整流器１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に流れる電流ｉrecはゼロである。そこで、対称波形制御法では、交流電源２００からの出力電流を正弦波電流にするために、制御部１４０は、放電期間において、交流電源２００から、第２のダイオードＤ３２、第３のダイオードＤ３３を介して、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂに流れる電流ｉｂｉの値が下記のようになるように、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチを制御する。
【数11】
【0050】
また、放電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８のスイッチングをソフトスイッチングにするためには、図８の動作波形ｉＬにおいて、モード１からモード２に切り替わる際（ｔ＝ｔ１）の電流ｉＬの値がゼロ以上である必要がある。
そこで、放電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチング周波数ｆＳＷは、次の式を満たすように設定すると良い。
このようにすることで、放電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８のスイッチングがソフトスイッチングになり、充電器１００の効率が向上する。
【数12】
【数13】
【0051】
また、対称波形制御法では、充電期間において、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが正負で対称になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～Ｓ２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御するようにする良い。図１０は、充電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬを示す図である。この動作波形ｉＬは、図３に示す７つのモードのうちの４つのモード（モード１、３、４、６）を、図１１に示すように、モード１、モード３、モード４、モード６の順にスイッチングすることで得られる。図１１に示したスイッチングでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側のスイッチＳ２１～Ｓ２４のオンオフ制御と２次側のスイッチ２５～２８のオンオフ制御は、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法と同様に、位相シフト角φだけずらされている。
【0052】
充電期間は、放電期間とは反対に、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオフに保つ制御を行った場合、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオフである期間において、動作波形ｉＬは、ｉＬ＜０とｉＬ＞０とで異なる傾きになり、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法の動作波形とは異なる波形になる。スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオフであり、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオフである場合、ｉＬ＜０の間、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬからＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側に電流が流れ、この電流は、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオフであるにもかかわらず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のボディーダイオードを通り、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆに流れ込み、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１と第２の端子１２２との間には、バッファコンデンサＣｂｕｆの電圧ｖＣがかかる。一方、このとき、ｉＬ＞０の間、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆは回路から切り離されており、整流器１１０から出力される電流が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の１次側からインダクタＬに流れ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１と第２の端子１２２との間には、バッファコンデンサＣｂｕｆの電圧ｖＣとは異なり、整流器１１０から出力される電圧ｖｒｅｃがかかり、動作波形ｉＬの傾きが、ｉＬ＜０の間の動作波形ｉＬの傾きから変化する。同様に、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオフであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオンである期間、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１をオフに保つと、動作波形ｉＬは、ｉＬ＜０とｉＬ＞０とで異なる傾きになる。
【0053】
そこで、図１１に示したスイッチングでは、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオフである期間と、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオフであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオンである期間、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１は、オンに制御され、それ以外の期間、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１は、オフに制御される。このようにすることで、動作波形ｉＬは、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオフである期間と、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオフであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオンである期間と、において、図１０に示すように、動作波形ｉＬの傾きが一定になる。
【0054】
このため、図１１に示したスイッチングを行うことで、充電期間の動作波形ｉＬも、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法の動作波形と同様の形状になる。よって、充電期間におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の伝送電力Ｐも、ＤＡＢコンバータの一般的な制御法と同様に、位相シフト角φにより制御することが可能である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電流Ｉｄｃ（＝Ｐ／Ｖｄｃ）が一定になるようにすることで、充電期間における位相シフト角φの指令値φ＊は、下記のように求まる。
【数14】
【数15】
【0055】
対称波形制御法では、充電期間において、整流器１１０からＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に流れる電流ｉrecの、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチングの一周期における平均は、下記のようになる。
そこで、対称波形制御法では、交流電源２００からの出力電流を正弦波電流にするために、制御部１４０は、充電期間において、交流電源２００から、第２のダイオードＤ３２、第３のダイオードＤ３３を介して、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂに流れる電流ｉｂｉが下記のようになるように、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチを制御する。
【数16】
【数17】
【0056】
また、充電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８のスイッチングをソフトスイッチングにするためには、図１０の動作波形ｉＬにおいて、モード１からモード３に切り替わる際（ｔ＝ｔ１）の電流ｉＬの値がゼロ以上である必要がある（ｉＬ（ｔ１）≧０）。そこで、充電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチング周波数ｆＳＷは、次の式を満たすように設定すると良い。
このようにすることで、充電期間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８のスイッチングがソフトスイッチングになり、充電器１００の効率が向上する。
【数18】
【0057】
以上のように、対称波形制御法では、放電期間において、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンの状態に保たれる。このため、対称波形制御法では、第１のスイッチＳ３１のオンオフ制御の回数が減り、非対称波形制御法に比べ、第１のスイッチＳ３１におけるスイッチング損失が低減し、充電器１００の効率が向上する。
【0058】
図１２は、対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率と非対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率の一例を示す図である。図１２において、縦軸は、充電器１００の効率を示しており、横軸は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の出力電力値を示しており、丸は、対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率を示し、三角は、非対称波形制御法により動作させたときの充電器１００の効率を示している。図１２に示すように、対称波形制御法では、非対称波形制御法に比べ、充電器１００の効率が向上する。
【0059】
以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に記載した本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更が可能である。
【符号の説明】
【0060】
１００ 充電器
１１０ 整流器
１２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０ 電力脈動吸収回路
Ｄ３１ 第１のダイオード
Ｄ３２ 第２のダイオード
Ｄ３３ 第３のダイオード
Ｌｂ インダクタ
Ｃｂｕｆ バッファコンデンサ
Ｓ３１ 第１のスイッチ
Ｓ３２ 第２のスイッチ
２００ 交流電源
３００ バッテリ
１１０ 整流器
１２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０ 電力脈動吸収回路
Ｄ３１ 第１のダイオード
Ｄ３２ 第２のダイオード
Ｄ３３ 第３のダイオード
Ｌｂ インダクタ
Ｃｂｕｆ バッファコンデンサ
Ｓ３１ 第１のスイッチ
Ｓ３２ 第２のスイッチ
２００ 交流電源
３００ バッテリ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】