特許 7146027 送受電システムおよび受電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2022-09-22

(45)【発行日】2022-10-03

(54)【発明の名称】送受電システムおよび受電装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/20 20160101AFI20220926BHJP

   H02J 50/80 20160101ALI20220926BHJP

【ＦＩ】

H02J50/20

H02J50/80

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2021103489

(22)【出願日】2021-06-22

(62)【分割の表示】P 2017059961の分割

【原出願日】2017-03-24

(65)【公開番号】P2021158915

(43)【公開日】2021-10-07

【審査請求日】2021-06-22

(31)【優先権主張番号】P 2016062871

(32)【優先日】2016-03-25

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000005290

【氏名又は名称】古河電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100114292

【弁理士】

【氏名又は名称】来間 清志

(74)【代理人】

【識別番号】100205659

【弁理士】

【氏名又は名称】齋藤 拓也

(72)【発明者】

【氏名】小原 大輝

【審査官】高野 誠治

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１３－０７８１７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－１６５６３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－００５１８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１１－１２０４４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－１４７６５７（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１４／１３６２５７（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１８－１３３８５７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－２２５９８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－００７８６４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｊ ５０／００ －５０／９０

Ｈ０２Ｊ ７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電力を送電する送電装置と、前記送電装置から送電された電力を受電する受電装置とを有し、特性インピーダンスを有する送受電システムにおいて、
前記送電装置は、
ＭＨｚ帯域の高周波電源によって構成され、電力を生成する電源手段と、
前記受電装置に対して前記電源手段によって生成された電力を送電する送電手段と、を有し、
前記受電装置は、
前記送電装置の前記送電手段から送電された電力を受電する受電手段と、
前記受電手段によって受電された電力を直流電力に整流する整流手段と、
前記受電手段と前記整流手段との間に配置され、その前後のインピーダンスを整合する整合手段と、
前記整流手段によって得られた直流電力を入力し、スイッチングによって異なる電圧の直流電力に変換して負荷に供給する変換手段と、
前記整合手段を制御するとともに、前記変換手段の入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のスイッチングのデューティ比を制御し、前記変換手段の出力電力に関する情報を前記送電装置に送信する受電側制御手段と、を有し、
前記整合手段は、前記受電手段と前記整流手段の間に直列に接続された第１可変リアクタンスと、該第１可変リアクタンスに直列接続される第１固定リアクタンスと、前記受電手段または前記整流手段と並列に接続された第２可変リアクタンスと、該第２可変リアクタンスに並列接続される第２固定リアクタンスを有し、
前記受電側制御手段は、前記第１可変リアクタンスを制御することで、前記第１可変リアクタンス以降のインピーダンスを調整するとともに、前記第２可変リアクタンスを制御することで、前記第２可変リアクタンス以前のインピーダンスを調整し、
前記送電装置は、
前記受電側制御手段から前記変換手段の出力電圧に関する情報を受信し、該情報に基づいて前記変換手段の出力電圧が所定の値になるように前記送電手段を制御する送電側制御手段をさらに有する
ことを特徴とする送受電システム。

【請求項2】

前記受電側制御手段は、前記変換手段の前記入力抵抗の値を検出し、当該値に基づいて、前記入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のデューティ比を制御することを特徴とする請求項１に記載の送受電システム。

【請求項3】

前記受電側制御手段は、前記負荷の抵抗値を検出し、前記負荷の抵抗値と前記入力抵抗との関係に基づいて、前記入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のデューティ比を制御することを特徴とする請求項１に記載の送受電システム。

【請求項4】

前記送電側制御手段は、前記受電側制御手段から前記変換手段の出力電圧に関する情報を受信し、該情報に基づいて前記変換手段の出力電圧が所定の値になるように前記電源手段の出力電力を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送受電システム。

【請求項5】

前記変換手段はスイッチングコンバータによって構成されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の送受電システム。

【請求項6】

前記送電装置は前記受電装置に対して無線で電力を伝送することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の送受電システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、送受電システムおよび受電装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

送電装置と受電装置を有し、これらの間を無線で電力を伝送する送受電システムとしては、例えば、特許文献１に開示された技術がある。

【0003】

特許文献１に開示された技術では、負荷に印加される直流電圧および直流電流を検出し、検出したこれらの値に基づいて、送電側の整合回路を調整することで、送電効率を改善する技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２０１２－１４７６５７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、特許文献１に開示された技術では、可変コンデンサや可変コイルを有する整合回路のインピーダンスを調整することで、送電効率の改善を図っているが、このような可変コンデンサや可変コイルは、例えば、素子値を調整するためのアクチュエータが必要になるとともに、素子自体がある程度の大きさを有することから、装置の小型化の阻害要因となるという問題点がある。また、可変コイルは銅損または鉄損等の損失が大きいことから、システム全体としての損失が大きくなるという問題がある。さらに、機械的な制御を行うことから、負荷の消費電力が時々刻々と変化する場合には、制御が追いつかない場合があるという問題点もある。

【0006】

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、効率良く電力を送電するとともに、装置の小型化に資することが可能な送受電システムおよび受電装置を提供することを目的としている。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記課題を解決するために、本発明は、電力を送電する送電装置と、前記送電装置から送電された電力を受電する受電装置とを有する送受電システムにおいて、前記送電装置は、前記受電装置に対して電力を送電する送電手段を有し、前記受電装置は、前記送電装置の前記送電手段から送電された電力を受電する受電手段と、前記受電手段によって受電された電力を直流電力に整流する整流手段と、前記整流手段によって得られた直流電力を入力し、スイッチングによって異なる電圧の直流電力に変換して負荷に供給する変換手段と、前記変換手段の入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段の前記スイッチングのデューティ比を制御する受電側制御手段と、を有する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、どのような負荷が接続された場合でも、効率良く電力を送電するとともに、装置の小型化に資することが可能になる。

【0008】

また、本発明は、前記受電側制御手段は、前記変換手段の前記入力抵抗の値を検出し、当該値に基づいて、前記入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のデューティ比を制御することを特徴とする。
このような構成によれば、入力抵抗の値を直接参照することで、送電装置と受電装置間のインピーダンスの整合を確実に行うことで、効率良く電力を伝送することができる。

【0009】

また、本発明は、前記受電側制御手段は、前記負荷の抵抗値を検出し、前記負荷の抵抗と前記入力抵抗との関係に基づいて、前記入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のデューティ比を制御することを特徴とする。
このような構成によれば、負荷の抵抗と入力抵抗との関係に基づいて入力抵抗が一定となるように制御することで、送電装置と受電装置間のインピーダンスの整合を確実に行うことで、効率良く電力を伝送することができる。

【0010】

また、本発明は、前記変換手段の出力電圧が所定の値になるように前記送電手段を制御する送電側制御手段をさらに有することを特徴とする。
このような構成によれば、出力電圧を一定にすることで、負荷にかかる負担を軽減することができる。

【0011】

また、本発明は、前記変換手段はスイッチングコンバータによって構成されることを特徴とする。
このような構成によれば、スイッチングコンバータを有する受電装置に対して効率良く電力を伝送することができる。

【0012】

また、本発明は、前記送電装置は前記受電装置に対して無線で電力を伝送することを特徴とする。
このような構成によれば、無線によって電力を伝送する場合でも、効率良く伝送することができる。

【0013】

また、本発明は、電力を送電する送電装置と、前記送電装置から送電された電力を受電する受電装置とを有する送受電システムの前記受電装置において、前記送電装置から送電された電力を受電する受電手段と、前記受電手段によって受電された電力を直流電力に整流する整流手段と、前記整流手段によって得られた直流電力を入力し、スイッチングによって異なる電圧の直流電力に変換して負荷に供給する変換手段と、前記変換手段の入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のスイッチングのデューティ比を制御する受電側制御手段と、を有する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、どのような負荷が接続された場合でも、効率良く電力を送電するとともに、装置の小型化に資することが可能になる。

【0014】

また、本発明は、電力を送電する送電装置と、前記送電装置から送電された電力を受電する受電装置とを有する送受電システムにおいて、前記送電装置は、前記受電装置に対して電力を送電する送電手段を有し、前記受電装置は、前記送電装置の前記送電手段から送電された電力を受電する受電手段と、負荷が接続され、前記受電手段によって受電された電力を前記負荷に供給する供給手段と、前記受電手段と前記供給手段との間に配置され、その前後のインピーダンスを整合する整合手段と、前記整合手段を制御する受電側制御手段と、を有し、前記負荷が接続された前記供給手段を前記整合手段側から見たインピーダンスは略一定である、ことを特徴とする。
このような構成によれば、効率良く電力を送電するとともに、装置を小型化することが可能となる。

【0015】

また、本発明は、前記整合手段は、前記受電手段と前記供給手段の間に直列に接続された第１可変リアクタンスと、前記受電手段または前記供給手段と並列に接続された第２可変リアクタンスを有し、前記受電側制御手段は、前記第１可変リアクタンスを制御することで、前記第１可変リアクタンス以降のインピーダンスを調整するとともに、前記第２可変リアクタンスを制御することで、前記第２可変リアクタンス以前のインピーダンスを調整することを特徴とする。
このような構成によれば、２つの可変リアクタンスを調整することで、インピーダンスの整合を図ることができる。

【0016】

また、本発明は、前記第１可変リアクタンスに直列接続される第１固定リアクタンスと、前記第２可変リアクタンスに並列接続される第２固定リアクタンスの少なくとも一方を有することを特徴とする。
このような構成によれば、２つのリアクタンスの調整範囲を狭くすることができるので、インピーダンスの整合を確実に行うことができる。

【0017】

また、本発明は、前記供給手段は、前記受電手段によって受電された電力を直流電力に整流する整流手段と、前記整流手段によって得られた直流電力を入力し、スイッチングによって異なる電圧の直流電力に変換して前記負荷に供給する変換手段とを有し、前記受電側制御手段は、前記変換手段の入力抵抗が所定の値になるように、前記変換手段のスイッチングのデューティ比を制御する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、負荷のインピーダンスを一定に保つことで、インピーダンスの整合を確実に行うことができる。

【0018】

また、本発明は、電力を送電する送電装置と、前記送電装置から送電された電力を受電する受電装置とを有する送受電システムの前記受電装置において、前記送電装置から送電された電力を受電する受電手段と、負荷が接続され、前記受電手段によって受電された電力を前記負荷に供給する供給手段と、前記受電手段と前記供給手段との間に配置され、その前後のインピーダンスを整合する整合手段と、前記整合手段を制御する受電側制御手段と、を有し、前記負荷が接続された前記供給手段を前記整合手段側から見たインピーダンスは略一定である、ことを特徴とする。
このような構成によれば、効率良く電力を送電するとともに、装置を小型化することが可能となる。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、効率良く電力を送電するとともに、装置の小型化に資することが可能な送受電システムおよび受電装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】本発明の第１実施形態に係る送受電システムの構成例を示すブロック図である。

【図2】従来の送受電システムの構成例を示すブロック図である。

【図3】本発明の効果を説明するための、図２に示す従来の送受電システムの構成例における可変整合器５１を固定整合器２２に置き換えた受電装置２０を示す図である。

【図4】図３において、負荷が変化した場合の整流器からの入力抵抗の変化を示す図である。

【図5】図３に示す構成における、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスのスミスチャートである。

【図6】図１において、負荷が変化した場合のＳＷコンバータの入力抵抗の変化を示す図である。

【図7】図６に示す場合における、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスのスミスチャートを示す図である。

【図8】図１に示す第１実施形態の受電装置において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図9】本発明の第２実施形態に係る送受電システムの構成例を示すブロック図である。

【図10】図１において、負荷が変化した場合のＳＷコンバータの出力電圧の変化を示す図である。

【図11】図９において、ＲＦ電源の出力を制御しない場合のＳＷコンバータの入力抵抗の変化を示す図である。

【図12】図１１に示す場合における、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスのスミスチャートを示す図である。

【図13】図９において、ＲＦ電源の出力を制御しない場合のＳＷコンバータの出力電圧の変化を示す図である。

【図14】図９において、ＲＦ電源の出力を制御する場合のＳＷコンバータの入力抵抗の変化を示す図である。

【図15】図１４に示す場合における、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスのスミスチャートを示す図である。

【図16】図９において、ＲＦ電源の出力を制御する場合のＳＷコンバータの出力電圧の変化を示す図である。

【図17】図９に示す第２実施形態の受電装置において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図18】図９に示す第２実施形態の送電装置において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図19】本発明の第３実施形態に係る送受電システムの構成例を示すブロック図である。

【図20】図１９に示す整合器の詳細な構成例を示す図である。

【図21】図１９においてカプラ間の距離が変化した場合のインピーダンスの軌跡を示すスミスチャートである。

【図22】図２１の５ｍｍの場合においてインピーダンス整合を行う場合の手順を示す図である。

【図23】第３実施形態におけるインピーダンス整合を行う場合の手順を示す図である。

【図24】従来技術におけるインピーダンス整合を行う場合の手順を示す図である。

【図25】図１９に示す第３実施形態において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図26】図１９に示す第３実施形態においてＺｃａｐ＝２５Ωとし、Ｚｐ，Ｚｓ１を調整した場合の結果を示す図である。

【図27】図１９に示す第３実施形態においてＺｃａｐ＝５０Ωとし、Ｚｐ，Ｚｓ１を調整した場合の結果を示す図である。

【図28】図１９に示す第３実施形態においてＺｃａｐ＝１００Ωとし、Ｚｐ，Ｚｓ１を調整した場合の結果を示す図である。

【図29】図１９に示す整合器の詳細な構成例を示す図である。

【図30】図１９に示す整合器の詳細な構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

次に、本発明の実施形態について説明する。

【0022】

（Ａ）本発明の第１実施形態の構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係る送受電システムの構成例を示すブロック図である。図１に示す送受電システム１は、送電装置１０および受電装置２０を有しており、送電装置１０から無線により受電装置２０に電力を送電する。図１の例では、送電装置１０は、ＲＦ（Radio Frequency）電源１１およびカプラ１２を有している。また、受電装置２０は、カプラ２１、整合器２２、整流器２３、ＳＷ（スイッチング）コンバータ２４、負荷２５、受電側制御部２６、および、電圧・電流検出部２７を有している。

【0023】

ここで、ＲＦ電源１１は、例えば、ＭＨｚ帯域の高周波電源によって構成され、高周波の交流電力を生成してカプラ１２に供給する。カプラ１２は、例えば、２枚の矩形電極およびコイルによって構成され、ＲＦ電源１１が出力する電力の周波数を共振周波数に持ち、電界によって電力をカプラ２１に送電する。

【0024】

カプラ２１は、例えば、２枚の矩形電極およびコイルによって構成され、カプラ１２と同じ共振周波数を有し、カプラ１２から電界によって送電された電力を受電して、整合器２２以降の回路に供給する。整合器２２は、例えば、コンデンサ素子よって構成され、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスが、システムが有する特性インピーダンスと整合するように調整する。なお、整合器２２は、例えば、素子値が固定のコンデンサ素子が、はしご形に接続されて構成されている。

【0025】

整流器２３は、例えば、ダイオードによるブリッジ回路によって構成され、整合器２２から出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。

【0026】

ＳＷコンバータ２４は、整流器２３から供給される直流電力を受電側制御部２６の制御に応じてスイッチングし、異なる電圧の直流電力に変換して出力する。

【0027】

負荷２５は、例えば、二次電池を充電する充電装置またはパーソナルコンピュータ等によって構成される。なお、本明細書中では、負荷２５としては、消費電力が時間的に変動するものを想定している。

【0028】

受電側制御部２６は、電圧・電流検出部２７によって検出された、ＳＷコンバータ２４の入力電圧および入力電流に基づいてＳＷコンバータ２４の入力抵抗を算出し、この入力抵抗に基づいてＳＷコンバータ２４を制御する。

【0029】

電圧・電流検出部２７は、ＳＷコンバータ２４の入力電圧および入力電流を検出し、受電側制御部２６に供給する。

【0030】

（Ｂ）本発明の第１実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第１実施形態の動作について説明する。なお、以下では、図２を参照して、従来技術の動作について説明した後に、本発明の第１実施形態の動作について説明する。

【0031】

図２は、従来技術の構成を示す図である。なお、図２において、図１と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図２では、図１と比較すると、送電装置１０では、可変整合器４１が追加されている。これ以外は、図２と同様の構成とされている。ここで、可変整合器４１は、例えば、可変コイルおよび可変コンデンサによって構成され、これらの可変要素を調整することで、送電装置１０のインピーダンスを調整する。

【0032】

一方、受電装置２０では、整合器２２、ＳＷコンバータ２４、受電側制御部２６、および、電圧・電流検出部２７が除外され、可変整合器５１が追加されている。これら以外の構成は図１と同様である。ここで、可変整合器５１は、例えば、可変コイルおよび可変コンデンサによって構成され、これらの可変要素を調整することで、受電装置２０のインピーダンスを調整する。

【0033】

図２に示す従来構成では、ＲＦ電源１１とカプラ１２との間は可変整合器４１によってインピーダンスが調整され、ＲＦ電源１１から出力される高周波電力は、受電装置２０に対して送電される。受電装置２０では、カプラ２１と整流器２３との間は可変整合器５１によってインピーダンス調整され、カプラ１２が送電した電力を、カプラ２１が受電し、受電した高周波電力は、整流器２３によって直流電力に変換された後、負荷２５に供給される。

【0034】

ところで、図２に示す従来の送受電システムでは、負荷２５の値が変動した場合、送電装置１０から見た、受電装置２０のインピーダンスが変化することから、送電した電力の一部が反射され、送電装置１０に戻される場合がある。このような場合には、ＲＦ電源１１に対して反射された電力が入力されるので、伝送効率が低下したり、反射電力の大きさによってはＲＦ電源１１が損傷されたりすることがある。そこで、負荷２５が変動した場合には、可変整合器４１または可変整合器５１を調整して、インピーダンスを整合させることが行われていた。しかしながら、このような調整を自動的に行うためには、可変整合器４１，５１の可変要素を調整するためのアクチュエータが必要になり、また、機械的な要素が動作することから、調整には時間を要するという問題点がある。

【0035】

そこで、本発明の第１実施形態では、図１に示す負荷２５が変動した場合には、ＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を調整することで、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗が一定になるように制御する。このような構成によれば、インピーダンスの整合を機械的な要素で行う必要がなくなるので、図２に示す可変整合器４１，５１を除外することができる。また、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗を任意に設定することができるので、整合器２２としては、コイルを有しない、素子値が固定のコンデンサを用いることができる。コンデンサは、コイルに比較すると損失が小さいので、システム全体の伝送効率を向上させることができる。

【0036】

図１に示す第１実施形態の動作について、以下に詳細に説明する。図１に示す第１実施形態では、電圧・電流検出部２７がＳＷコンバータ２４の入力電圧および入力電流から入力抵抗を算出し、算出した入力抵抗に基づいて、ＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を制御する。なお、図１に示すシステムが有する特性インピーダンスは、例えば、５０Ωとする。ＳＷコンバータ２４の入力抵抗は所定の値、例えば、１０Ωとする。

【0037】

ＳＷコンバータ２４のデューティ比をＤとし、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗をＲｉｎとし、負荷２５の抵抗をＲｌｏａｄとすると、これらの間にはＲｉｎ＝Ｒｌｏａｄ／Ｄ^２の関係が成り立つ。このため、負荷２５の抵抗の増加に起因して、電圧・電流検出部２７によって検出される入力抵抗Ｒｉｎが、所定の入力抵抗である１０Ωよりも増加した場合には、デューティ比Ｄを増加させることで入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωになるように制御することができる。

【0038】

一方、負荷２５の抵抗の減少に起因して、電圧・電流検出部２７によって検出される入力抵抗Ｒｉｎが、所定の入力抵抗である１０Ωよりも減少した場合には、デューティ比Ｄを減少させることで入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωになるように制御することができる。

【0039】

そこで、図１に示す第１実施形態では、電圧・電流検出部２７が所定の間隔でＳＷコンバータ２４の入力電圧および入力電流を検出し、検出結果を受電側制御部２６に供給する。受電側制御部２６は、電圧・電流検出部２７から供給される入力電圧Ｖｉｎおよび入力電流Ｉｉｎから入力抵抗Ｒｉｎ（＝Ｖｉｎ／Ｉｉｎ）を算出する。そして、算出した入力抵抗Ｒｉｎが所定の入力抵抗である１０Ωよりも大きい場合にはＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を増加する制御を行い、入力抵抗Ｒｉｎが所定の入力抵抗である１０Ωよりも小さい場合にはＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を減少する制御を行う。これにより、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎを所定の入力抵抗である１０Ωに保つことができるので、整合器２２の素子値を固定して構成することができ、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスをシステムが有する特性インピーダンス、例えば５０Ωと一致させることができるので、送電装置１０への電力の反射が発生することを抑制できる。

【0040】

つぎに、図４～図８を参照して、本実施形態の測定結果について説明する。まず、図３は、本発明の効果を説明するための、図２に示す従来の送受電システムの構成例における可変整合器５１を固定整合器２２に置き換えた受電装置２０を示す図である。また、図４は、図３に示す構成において、負荷２５、例えば、電子負荷の抵抗値を１５Ωから５０Ωまで変化した設定値と、負荷２５への入力電流・電圧を実測し算出した入力抵抗との関係を示す図である。また、図５は、図３に示す構成における、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスを５０Ωで規格化したスミスチャート上に示している。図４に示すように負荷２５が１５Ωから５０Ωまで変化した際、図５に示したようにカプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスは５０Ωで規格化したスミスチャート上において中心１．０付近から外れた位置に存在する。

【0041】

図６～図８は、第１実施形態の測定結果を示す図である。図６は、図１に示す第１実施形態において、負荷２５を１５Ωから５０Ωまで変化させた場合のＳＷコンバータ２４の入力抵抗の変化を示している。なお、図６～図８において、ＲＦ電源１１の周波数は１３．５６ＭＨｚで、出力電力は２０Ｗであるとする。また、整合器２２としては、素子値が固定の１０００ｐＦのコンデンサと、５５０ｐＦのコンデンサをはしご形に接続したものを用いるものとする。この図６に示すように、第１実施形態では、負荷２５が変化した場合でも、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗は略一定で変化しない。また、図７は、図６におけるカプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスを５０Ωで規格化したスミスチャート上に示している。この図７に示すように、負荷２５を１５Ωから５０Ωまで変化させた場合でも、軌跡は中心にある特性インピーダンス付近に存在している。

【0042】

以上に説明したように、本発明の第１実施形態によれば、負荷２５が変化した場合でも、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗を略一定に保つことができるので、送電装置１０への電力の反射を抑制することができる。また、第１実施形態では、整合器２２として素子値が固定のコンデンサをはしご形に接続したものを用いることができるので、装置が大型化することを抑制できるとともに、効率の良い伝送を行うことができる。

【0043】

つぎに、図８を参照して、図１に示す第１実施形態において実行される処理の一例について説明する。図８に示す処理が開始されると、以下のステップが実行される。

【0044】

ステップＳ１０では、受電側制御部２６は、電圧・電流検出部２７の出力を参照し、ＳＷコンバータ２４の入力電圧Ｖｉｎを検出する。

【0045】

ステップＳ１１では、受電側制御部２６は、電圧・電流検出部２７の出力を参照し、ＳＷコンバータ２４の入力電流Ｉｉｎを検出する。

【0046】

ステップＳ１２では、受電側制御部２６は、ステップＳ１０で検出した入力電圧ＶｉｎとステップＳ１１で検出した入力電流Ｉｉｎに基づいて、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎ（＝Ｖｉｎ／Ｉｉｎ）を算出する。

【0047】

ステップＳ１３では、受電側制御部２６は、ステップＳ１２で算出した入力抵抗Ｒｉｎが所定の入力抵抗である１０Ωより大きいか否かを判定し、Ｒｉｎ＞１０Ωを満たす場合（ステップＳ１３：Ｙ）にはステップＳ１４に進み、それ以外の場合（ステップＳ１３：Ｎ）にはステップＳ１５に進む。例えば、負荷２５の抵抗値の増加に起因して、入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωよりも大きくなった場合にはＹと判定してステップＳ１４に進む。

【0048】

ステップＳ１４では、受電側制御部２６は、ＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比Ｄを所定量（例えば、１％）増加する制御を行う。この結果、入力抵抗Ｒｉｎが減少する。

【0049】

ステップＳ１５では、受電側制御部２６は、ステップＳ１２で算出した入力抵抗Ｒｉｎが所定の入力抵抗である１０Ωより小さいか否かを判定し、Ｒｉｎ＜１０Ωを満たす場合（ステップＳ１５：Ｙ）にはステップＳ１６に進み、それ以外の場合（ステップＳ１５：Ｎ）にはステップＳ１７に進む。例えば、負荷２５の抵抗値の減少に起因して、入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωよりも小さくなった場合にはＹと判定してステップＳ１６に進む。

【0050】

ステップＳ１６では、受電側制御部２６は、ＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比Ｄを所定量（例えば、１％）減少する制御を行う。この結果、入力抵抗Ｒｉｎが増加する。

【0051】

ステップＳ１７では、受電側制御部２６は、処理を終了するか否かの判定をし、処理を終了しないと判定した場合（ステップＳ１７：Ｎ）にはステップＳ１０に戻って前述の場合と同様の処理を繰り返し、それ以外の場合（ステップＳ１７：Ｙ）には処理を終了する。

【0052】

以上の処理によれば、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωより小さくなった場合にはステップＳ１３でＹと判定され、ステップＳ１４においてＳＷコンバータ２４のデューティ比が増加される。一方、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωより大きくなった場合にはステップＳ１５でＹと判定され、ステップＳ１６においてＳＷコンバータ２４のデューティ比が減少される処理が実行される。以上のような処理は繰り返し実行されるので、入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωと等しくなるまでは、デューティ比が減少または増加される。これにより、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎが１０Ωになるように制御される。

【0053】

（Ｃ）本発明の第２実施形態の構成の説明
つぎに、本発明の第２実施形態について説明する。図９は、本発明の第２実施形態の構成例を示す図である。図９において、図１と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図９では、図１と比較すると、送電装置１０には受信部１３および送電側制御部１４が追加されている。また、受電装置２０には、送信部２８が追加されている。これら以外の構成は、図１の場合と同様である。

【0054】

ここで、受信部１３は、受電装置２０の送信部２８から送信された情報を受信して送電側制御部１４に供給する。送電側制御部１４は、受信部１３から供給される情報に基づいて、ＲＦ電源１１を制御する。受電装置２０の送信部２８は、受電側制御部２６から供給される情報を、例えば、光または電波等によって受信部１３に伝送する。また、図９では、電圧・電流検出部２７は、ＳＷコンバータ２４の入力電圧および入力電流だけでなく、ＳＷコンバータ２４の出力電圧を検出して、受電側制御部２６に供給する。

【0055】

（Ｄ）本発明の第２実施形態の動作の説明
図９に示す第２実施形態では、基本的な動作は、図１と同様であるが、電圧・電流検出部２７がＳＷコンバータ２４の出力電圧を検出し、受電側制御部２６が出力電圧に関する情報を、送信部２８を介して送電装置１０に送信し、送電装置１０では送電側制御部１４が受信部１３を介してこの情報を受信し、この情報に基づいてＲＦ電源１１の出力を制御する点が異なっている。

【0056】

以上のような制御を行う理由は、つぎの通りである。すなわち、図１に示す第１実施形態では、ＳＷコンバータ２４の出力電圧が負荷２５の変動に応じて変化するという課題がある。図１０は、第１実施形態において、負荷２５を１５Ωから５０Ωまで変化させた場合のＳＷコンバータ２４の出力電圧を示している。この図１０に示すように、負荷２５を１５Ωから５０Ωに変化させると、第１実施形態では、出力電圧は約１０Ｖから約２４Ｖに変化する。このため、負荷２５が電源電圧の変動に弱い場合には問題となる。そこで、第２実施形態では、ＳＷコンバータ２４のデューティ比を変更した場合でも、出力電圧が変化しないように制御することを特徴としている。

【0057】

より詳細に説明する。ＳＷコンバータ２４の入力電力をＰｉｎ（伝送損失および変換損失が無いと仮定した場合の電力であり、ＲＦ電源１１の供給電力と等しい）とし、出力電圧をＶｏｕｔとし、負荷２５の定格電圧をＶｄｃとし、消費電力をＰｌｏａｄとするとき、これらの間には、以下の式（１）が成立する。なお、ＳＱＲＴ（）は括弧内の平方根を求める関数である。

【0058】

Ｖｏｕｔ＝Ｖｄｃ×ＳＱＲＴ（Ｐｉｎ／Ｐｌｏａｄ） ・・・（１）

【0059】

この式（１）より、出力電圧Ｖｏｕｔを、負荷２５の定格電圧Ｖｄｃと同じにするためには、Ｐｉｎ＝Ｐｌｏａｄとなるように、ＲＦ電源１１の出力電力を制御すればよい。

【0060】

そこで、第２実施形態では、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔが負荷２５の定格電圧Ｖｄｃよりも高くなった場合には、ＲＦ電源１１の出力電力を低く設定し、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｄｃよりも低くなった場合には、ＲＦ電源１１の出力電力を高く設定する。これにより、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗を一定に保つだけでなく、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔを定格電圧Ｖｄｃと略同じ状態に保つことができる。

【0061】

つぎに、図１１～図１６を参照して、第２実施形態の実測結果について説明する。図１１～図１３は、図９に示す第２実施形態において、ＲＦ電源１１の電力を調整しない場合の測定結果を示している。なお、この測定では、ＲＦ電源１１は、出力インピーダンスが５０Ωで、周波数が１３．５６ＭＨｚで、出力電力は２０Ｗとされている。また、整合器２２は、素子値が固定の５５０ｐＦのコンデンサがと１０００ｐＦのコンデンサがはしご形に接続されて構成される。また、負荷２５は、１５Ωから５０Ωの間で変化するものとする。

【0062】

図１１は、負荷２５が１５Ωから５０Ωの間で変化した場合における、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗の変化を示している。図１１に示すように、負荷２５が変化した場合でも、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗は殆ど変化しない。図１２は、この場合のカプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスを５０Ωで規格化したスミスチャート上に示している。図１２に示すように、スミスチャートでは、軌跡が１付近に存在するので、電力の反射は殆ど発生しない。

【0063】

図１３は、負荷２５が１５Ωから５０Ωの間で変化した場合における、ＳＷコンバータ２４の出力電圧の変化を示す図である。この図１３に示すように、負荷２５が変化すると、出力電圧は約１３Ｖから約２３Ｖの間で変化している。

【0064】

図１４～図１６は、図９に示す第２実施形態において、ＲＦ電源１１の電力を調整する場合の測定結果を示している。なお、測定条件は、前述したＲＦ電源１１の電力を調整しない場合と同様である。図１４は、負荷２５が１５Ωから５０Ωの間で変化した場合における、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗の変化を示している。図１４に示すように、負荷２５が変化した場合でも、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗は殆ど変化しない。図１５は、その場合のカプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスを５０Ωで規格化したスミスチャートに示している。図１５に示すように、スミスチャートでは、軌跡が１付近に存在することから、電力の反射は殆ど生じない。

【0065】

図１６は、負荷２５が１５Ωから５０Ωの間で変化した場合における、ＳＷコンバータ２４の出力電圧の変化を示す図である。この図１６に示すように、第２実施形態では、負荷２５が変化した場合でも、出力電圧は約２１Ｖ付近を推移し、図１３に示すように、負荷２５に比例するように増加する関係は失われている。

【0066】

以上に説明したように、本発明の第２実施形態によれば、第１実施形態と同様に、負荷２５が変動した場合でもＳＷコンバータ２４の入力抵抗は殆ど変化しないことから、カプラ２１から整合器２２側をみたインピーダンスは５０Ωで規格化したスミスチャートの中心に位置し、インピーダンスの不整合による電力の反射を防止することができる。また、整合器２２としては、素子値が固定のコンデンサを用いることができることから、可変素子を用いた場合に比較して、アクチュエータ等を使用しなくてもよいため、装置のサイズを小型化できる。また、整合器２２の整合素子としてコイルを用いた場合に比較すると、銅損や鉄損等の損失を無くすることで、効率を高めることができる。さらに、第２実施形態では、ＳＷコンバータ２４の出力電圧を一定に保つことができるので、電源電圧の変動に弱い負荷２５に対しても電力を供給することができる。

【0067】

最後に、図１７および図１８を参照して、図９に示す第２実施形態において実行される処理の一例について説明する。図１７は、図９に示す第２実施形態の受電装置２０において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。なお、図１７において、図８と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１７では、図８と比較すると、ステップＳ２０の処理が追加されている。それ以外の処理は、図８と同様であるので、ステップＳ２０の処理を中心に説明する。

【0068】

ステップＳ１５でＮと判定されるか、または、ステップＳ１６の処理が終了すると、ステップＳ２０の処理に進む。

【0069】

ステップＳ２０では、受電側制御部２６は、電圧・電流検出部２７の出力を参照して、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、送信部２８を介して送電装置１０に送信する。例えば、ＳＷコンバータ２４の出力電圧として、２０Ｖが検出された場合には、この２０Ｖを示す情報を、送信部２８を介して送電装置１０に送信する。

【0070】

つぎに、図１８を参照して、図９に示す第２実施形態の送電装置１０において実行される処理の一例について説明する。図１８に示すフローチャートの処理が開始されると、以下のステップが実行される。

【0071】

ステップＳ３０では、受電側制御部２６は、図１７のステップＳ２０の処理によって送信部２８が送信した、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔに関する情報を受信する。先程の例では、出力電圧として２０Ｖを受信する。

【0072】

ステップＳ３１では、受電側制御部２６は、ステップＳ３０で受信したＶｏｕｔの値が、負荷２５の定格電圧Ｖｄｃよりも大きいか否かを判定し、Ｖｏｕｔ＞Ｖｄｃが成立する場合（ステップＳ３１：Ｙ）にはステップＳ３２に進み、それ以外の場合（ステップＳ３１：Ｎ）にはステップＳ３３に進む。例えば、定格電圧Ｖｄｃが２１Ｖである場合において、ステップＳ３０において受信したＶｏｕｔの値が２０Ｖである場合にはＮと判定してステップＳ３３に進む。

【0073】

ステップＳ３２では、受電側制御部２６は、ＲＦ電源１１の給電電力Ｐｉｎを所定量減少する制御を実行する。例えば、受電側制御部２６は、ＲＦ電源１１の給電電力を１Ｗ低下させる。なお、１Ｗは一例であって、これ以外の値でもよい。

【0074】

ステップＳ３３では、受電側制御部２６は、ステップＳ３０で受信したＶｏｕｔの値が、負荷２５の定格電圧Ｖｄｃよりも小さいか否かを判定し、Ｖｏｕｔ＜Ｖｄｃが成立する場合（ステップＳ３３：Ｙ）にはステップＳ３４に進み、それ以外の場合（ステップＳ３３：Ｎ）にはステップＳ３５に進む。例えば、定格電圧Ｖｄｃが２１Ｖである場合において、ステップＳ３０において受信したＶｏｕｔの値が２０Ｖである場合にはＹと判定してステップＳ３４に進む。

【0075】

ステップＳ３４では、受電側制御部２６は、ＲＦ電源１１の給電電力Ｐｉｎを所定量増加させる制御を実行する。例えば、受電側制御部２６は、ＲＦ電源１１の給電電力を１Ｗ増加させる。なお、１Ｗは一例であって、これ以外の値でもよい。

【0076】

ステップＳ３５では、受電側制御部２６は、処理を終了するか否かを判定し、終了しないと判定した場合（ステップＳ３５：Ｎ）にはステップＳ３０に戻って前述の場合と同様の処理を繰り返し、それ以外の場合（ステップＳ３５：Ｙ）には処理を終了する。

【0077】

以上の処理によれば、図９を参照して説明した、第２実施形態の動作を実現することができる。

【0078】

（Ｅ）本発明の第３実施形態の構成の説明
図１９は、本発明の第３実施形態の構成例を示す図である。なお、図１９において、図１と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１９では、図１と比較すると、整合器２２が受電側制御部２６において制御可能に構成されている。これ以外の構成は、図１と同様である。

【0079】

図２０は、図１９の詳細な構成例を示している。図２０に示すように、整合器２２は、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２を主要な構成要素としている。なお、カプラ出力インピーダンス１２０（Ｚｃａｐ）は、カプラ１２およびカプラ２１を整合器２２側から見た場合のインピーダンスを示している。

【0080】

ここで、可変リアクタンス２２１は、例えば、バラクタダイオード等によって構成され、受電側制御部２６によってその素子値が制御される。可変リアクタンス２２２は、例えば、バラクタダイオード等によって構成され、受電側制御部２６によってその素子値が制御される。

【0081】

なお、これら以外の構成は、図１と同様である。請求の範囲に記載した「供給手段」は、整流器２３およびＳＷ２４に対応するものである。

【0082】

（Ｆ）本発明の第３実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第３実施形態の動作について説明する。図２１は、図１９に示す構成において、カプラ１２とカプラ２１との間の距離を、３５ｍｍから１１５ｍｍへ変化させた場合における、カプラ出力インピーダンス１２０の変化を示すスミスチャートである。図２１に示すように、カプラ１２とカプラ２１との間の距離が変化した場合には、カプラ出力インピーダンス１２０が変化する。この結果、整流器２３以降のインピーダンスが一定である場合でも、カプラ２１と整合器２２との間でインピーダンスの整合が取れなくなり、電力の反射が生じてしまう。

【0083】

そこで、本発明の第３実施形態では、整合器２２を調整することで、カプラ出力インピーダンス１２０（整合器２２の前段におけるインピーダンス）が変化した場合であっても、インピーダンスの整合を図ることにより、電力の反射を低減することができる。

【0084】

つぎに、図２２を参照して詳細な動作について説明する。図２０に示すように、可変リアクタンス２２２の入力側（図２２の左側）からカプラ２１側を見たインピーダンスをＺ_ｉｎ’とし、可変リアクタンス２２２の入力側から可変リアクタンス２２２側を見たインピーダンスをＺ_ＲＸ’とし、整流器２３の入力側から整流器２３側を見たインピーダンス（整合器２２の後段におけるインピーダンス）をＺ_ＲＸとする。

【0085】

第３実施形態では、例えば、カプラ１２とカプラ２１の位置関係の変化に応じてインピーダンスＺ_ｉｎ’が変化した場合には、受電側制御部２６は、インピーダンスＺ_ｉｎ’とインピーダンスＺ_ＲＸ’とが複素共役の関係、すなわち、Ｚ_ｉｎ’＝Ｚ_ＲＸ’^＊となるように、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２を調整することでインピーダンスの整合を図る。これにより、反射の発生を低減する。

【0086】

例えば、図２２において、カプラ１２とカプラ２１の間の距離が５５ｍｍである場合を例に挙げて説明する。この場合、受電側制御部２６は、Ｚ_ｉｎ’が定コンダクタンス円（ｇ_ｉｎ＝ｒｅａｌ（Ｙ_ｉｎ））（二点鎖線で示す円。なお、Ｙｉｎ＝１／Ｚｉｎ’）上で、ｒｅａｌ（１／Ｙ_ｉｎ）＝ｒ_ＲＸとなるように可変リアクタンス２２１を調整する。ここで、ｒ_ＲＸは、定レジスタンス円（ｒ_ＲＸ＝ｒｅａｌ（Ｚ_ＲＸ））（一点鎖線で示す円）を示している。すなわち、受電側制御部２６は、５５ｍｍと記した四角形で示すＺ_ｉｎ’が符号Ａを付した星印の位置に移動するように制御する。

【0087】

また、受電側制御部２６は、Ｚ_ＲＸ’が定レジスタンス円（ｒ_ＲＸ＝ｒｅａｌ（Ｚ_ＲＸ））上において、ｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）＝ｇ_ｉｎとなるように可変リアクタンス２２２を制御する。すなわち、受電側制御部２６は、Ｚ_ＲＸ’が符号Ｂを付した星印の位置から符号Ｃを付した星印の位置に移動するように制御する。

【0088】

以上の動作により、インピーダンスＺ_ｉｎ’とインピーダンスＺ_ＲＸ’とが複素共役の関係、すなわち、Ｚ_ｉｎ’＝Ｚ_ＲＸ’^＊となるので、これらの間における電力の反射を低減することができる。

【0089】

なお、本発明の第３実施形態では、第１および第２実施形態と同様に、整流器２３以降のインピーダンスが一定になるように制御していることから、整流器２３以降のインピーダンスが一定ではない（負荷の変動に応じてインピーダンスが変化する）従来技術に比較して、制御を簡易化することができる。図２３および図２４は、インピーダンスＺ_ｉｎ’がリアクタンス成分を有しない場合におけるインピーダンス整合の動作を第３実施形態と従来技術の場合で比較するための図である。図２３に示すように、第３実施形態では、インピーダンスＺ_ｉｎ’の移動先は、一点鎖線で示す定レジスタンス円上であり、また、インピーダンスＺ_ＲＸ’の移動は一点鎖線で示す定レジスタンス円に沿って行うことができる。このため、簡易な構成および制御によって、インピーダンスの整合を図ることができる。

【0090】

一方、図２４に示すように、整流器２３以降のインピーダンスが一定ではない従来技術の場合、インピーダンスＺ_ｉｎ’の移動先は、インピーダンスＺ_ＲＸ’の位置に応じて異なることから調整が煩雑となり、また、調整のための制御も複雑となる。

【0091】

このため、本発明の第３実施形態によれば、例えば、カプラ１２およびカプラ２１の位置関係が変化した場合でも、これらの間における電力の反射を、簡単な構成および制御で確実に低減することができる。

【0092】

つぎに、図２５を参照して、第３実施形態において実行される処理の詳細について説明する。図２５は、図１９に示す受電側制御部２６において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。なお、図２５の処理は、カプラ１２とカプラ２１の間で送電が開始された場合に開始される。このフローチャートが開始されると、以下のステップが実行される。

【0093】

ステップＳ５０では、受電側制御部２６は、インピーダンスＺ_ｉｎ’を検出する。例えば、カプラ２１から出力される電圧および電流に基づいてインピーダンスＺ_ｉｎ’を検出する。

【0094】

ステップＳ５１では、受電側制御部２６は、ステップＳ５０で検出したインピーダンス
Ｚ_ｉｎ’の実部であるｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）を算出する。

【0095】

ステップＳ５２では、受電側制御部２６は、ステップＳ５１で算出したインピーダンスＺ_ｉｎ’の実部であるｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）が、ｒ_ＲＸよりも大きいか否かを判定し、ｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）＞ｒ_ＲＸが成立する場合（ステップＳ５２：Ｙ）には、ステップＳ５３に進み、それ以外の場合（ステップＳ５２：Ｎ）にはステップＳ５４に進む。なお、ｒ_ＲＸ＝ｒｅａｌ（Ｚ_ＲＸ）である。

【0096】

ステップＳ５３では、受電側制御部２６は、可変リアクタンス２２１を所定量減少させる制御を行う。

【0097】

ステップＳ５４では、受電側制御部２６は、ステップＳ５１で算出したインピーダンスＺ_ｉｎ’の実部であるｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）が、ｒ_ＲＸよりも小さいか否かを判定し、ｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）＜ｒ_ＲＸが成立する場合（ステップＳ５４：Ｙ）には、ステップＳ５５に進み、それ以外の場合（ステップＳ５４：Ｎ）にはステップＳ５６に進む。

【0098】

ステップＳ５５では、受電側制御部２６は、可変リアクタンス２２１を所定量増加させる制御を行う。

【0099】

ステップＳ５６では、受電側制御部２６は、処理を終了するか否かを判定し、終了すると判定した場合（ステップＳ５６：Ｙ）にはステップＳ５７に進み、それ以外の場合（ステップＳ５６：Ｎ）にはステップＳ５０に戻って前述の場合と同様の処理を繰り返す。なお、処理を終了するか否かの判断としては、例えば、ｒｅａｌ（Ｚ_ｉｎ’）とｒ_ＲＸの差分値が所定の閾値Ｔｈ１未満となった場合にはＹと判定してステップＳ５７に進むようにすることができる。

【0100】

ステップＳ５７では、受電側制御部２６は、インピーダンスＺ_ＲＸ’を検出する。例えば、可変リアクタンス２２２に入力される電圧および電流に基づいてインピーダンスＺ_ＲＸ’を検出する。

【0101】

ステップＳ５８では、受電側制御部２６は、ステップＳ５７で検出したインピーダンスＺ_ＲＸ’の逆数の実部であるｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）を算出する。

【0102】

ステップＳ５９では、受電側制御部２６は、ステップＳ５７で算出したインピーダンスＺ_ＲＸ’の逆数である１／Ｚ_ＲＸ’の実部であるｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）が、インピーダンスＺ_ｉｎ’の逆数である１／Ｚ_ｉｎ’の実部であるｒｅａｌ（１／Ｚ_ｉｎ’）よりも大きいか否かを判定し、ｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）＞ｒｅａｌ（１／Ｚ_ｉｎ’）が成立する場合（ステップＳ５９：Ｙ）には、ステップＳ６０に進み、それ以外の場合（ステップＳ５９：Ｎ）にはステップＳ６１に進む。

【0103】

ステップＳ６０では、受電側制御部２６は、可変リアクタンス２２２を所定量増加させる制御を行う。

【0104】

ステップＳ６１では、受電側制御部２６は、ステップＳ５７で算出したインピーダンスＺ_ＲＸ’の逆数である１／Ｚ_ＲＸ’の実部であるｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）が、インピーダンスＺ_ｉｎ’の逆数である１／Ｚ_ｉｎ’の実部であるｒｅａｌ（１／Ｚ_ｉｎ’）よりも小さいか否かを判定し、ｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）＜ｒｅａｌ（１／Ｚ_ｉｎ’）が成立する場合（ステップＳ６１：Ｙ）には、ステップＳ６２に進み、それ以外の場合（ステップＳ６１：Ｎ）にはステップＳ６３に進む。

【0105】

ステップＳ６２では、受電側制御部２６は、可変リアクタンス２２２を所定量減少させる制御を行う。

【0106】

ステップＳ６３では、受電側制御部２６は、処理を終了するか否かを判定し、終了すると判定した場合（ステップＳ６３：Ｙ）には処理を終了し、それ以外の場合（ステップＳ６３：Ｎ）にはステップＳ５７に戻って前述の場合と同様の処理を繰り返す。なお、処理を終了するか否かの判断としては、例えば、ｒｅａｌ（１／Ｚ_ＲＸ’）とｒｅａｌ（１／Ｚ_ｉｎ’）の差分値が所定の閾値Ｔｈ２未満となった場合にはＹと判定して処理を終了することができる。

【0107】

つぎに、第３実施形態のシミュレーション結果について説明する。図２６～図２８は、図２９に示す回路構成におけるシミュレーション結果を示す図である。ここで、図２９に示す構成では、図２０に示す構成に対して、固定リアクタンス２２３を追加している。ここで、可変リアクタンス２２２は、図２０と同様に、例えば、バラクタダイオード等によって構成される。また、固定リアクタンス２２３は、例えば、素子値が固定であるインダクタ等によって構成される。なお、負荷２５は、２５Ωであるとする。

【0108】

図２６は、Ｚ_ｃａｐ＝２５Ωであり、Ｚ_ｓ２＝１μＨである場合に、Ｚ_ｐとＺ_ｓ１を調整した際の結果を示している。このとき、図２９に示すように、カプラ２１側から整合器２２を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）とし、可変リアクタンス２２１側から可変リアクタンス２２２側を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とし、固定リアクタンス２２３側から終端抵抗を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ）とした場合、これらは図２６のスミスチャート上に四角形で表される。また、星形はＺ_ｃａｐを示している。ここで、Ｚ（Ｚ_ＲＸ）は７．７４－ｊ１５．５Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）は１１．２＋ｊ１０．８Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）は２２．２－ｊ０Ωである。また、破線はＺ（Ｚ_ＲＸ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）およびＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）の直近を通る等抵抗円および等コンダクタンス円を示している。

【0109】

図２７は、Ｚ_ｃａｐ＝５０Ωであり、Ｚ_ｓ２＝１μＨである場合に、Ｚ_ｐとＺ_ｓ１を調整した際の結果を示している。前述の場合と同様に、図２９において、カプラ２１側から整合器２２を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）とし、可変リアクタンス２２１側から可変リアクタンス２２２側を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とし、固定リアクタンス２２３側から終端抵抗を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ）とした場合、これらは図２７のスミスチャート上に四角形で表される。また、星形はＺ_ｃａｐを示している。ここで、Ｚ（Ｚ_ＲＸ）は８．１６－ｊ１６．３Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）は１２．３＋ｊ２０．１Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）は５０．２＋ｊ４．３Ωである。また、破線はＺ（Ｚ_ＲＸ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）およびＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）の直近を通る等抵抗円および等コンダクタンス円を示している。

【0110】

図２８は、Ｚ_ｃａｐ＝１００Ωであり、Ｚ_ｓ２＝１μＨである場合に、Ｚ_ｐとＺ_ｓ１を調整した際の結果を示している。前述の場合と同様に、図２９において、カプラ２１側から整合器２２を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）とし、可変リアクタンス２２１側から可変リアクタンス２２２側を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とし、固定リアクタンス２２３側から終端抵抗を見たインピーダンスをＺ（Ｚ_ＲＸ）とした場合、これらは図２８のスミスチャート上に四角形で表される。また、星形はＺ_ｃａｐを示している。ここで、Ｚ（Ｚ_ＲＸ）は７．７５－ｊ１５．５Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）は１２．２＋ｊ３０．６Ωであり、Ｚ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）は１００＋ｊ８．５６Ωである。また、破線はＺ（Ｚ_ＲＸ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）およびＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ）とＺ（Ｚ_ＲＸ，Ｚ_Ｓ，Ｚ_Ｐ）の直近を通る等抵抗円および等コンダクタンス円を示している。

【0111】

図２６～図２８に示すように、第３実施形態によれば、カプラ１２およびカプラ２１のインピーダンスが変化した場合でも、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２を調整することで、インピーダンスの整合を図ることができるので、電力の反射を低減することができる。

【0112】

なお、図２９に示す構成では、固定リアクタンス２２３を追加するようにしたが、例えば、図３０に示すように固定リアクタンス２２４を可変リアクタンス２２１に対して並列に接続するようにしてもよい。このような構成によれば、固定リアクタンス２２４および固定リアクタンス２２３を基準とし、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２によって微調整することができるので、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２の可動域を狭くするとともに、調整の処理を簡易化することができる。なお、図３０に示す構成において、固定リアクタンス２２３を除外する構成としてもよい。

【0113】

また、図２０、図２９、および、図３０では、並列接続される可変リアクタンス２２１が前段で、直列接続される可変リアクタンス２２２が後段に配置されるようにしたが、直列接続される可変リアクタンス２２２が前段で、並列接続される可変リアクタンス２２１が後段に配置されるようにしてもよい。また、固定リアクタンス２２３および固定リアクタンス２２４については、可変リアクタンス２２１および可変リアクタンス２２２に付随してその位置を変更するようにすればよい。

【0114】

また、第３実施形態では、整合器２２以降の構成は、第１および第２実施形態と同様としたが、整合器２２の後段に接続する負荷として、インピーダンスが一定である負荷を接続するようにしてもよい。すなわち、整流器２３およびＳＷ２４に代えて、インピーダンスが一定である負荷を接続するようにしてもよい。なお、インピーダンスが一定である負荷としては、例えば、抵抗性の負荷（例えば、ライトや電熱器等）がある。また、シリーズレギュレータまたはシャントレギュレータ等のレギュレータを用いることで、負荷のインピーダンスを一定に制御するようにしてもよい。

【0115】

（Ｇ）変形実施形態の説明
以上の実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の実施形態では、送電装置１０と受電装置２０の間は電界によって電力を送電するようにしたが、磁界によって伝送するようにしてもよい。また、無線で伝送するのではなく、有線によって伝送するようにしてもよい。

【0116】

また、図１に示す第１実施形態および図９に示す第２実施形態では、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗を算出し、算出した入力抵抗に基づいて、ＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を制御するようにしたが、これ以外にも、負荷２５の入力抵抗を求めて、求めた入力抵抗に基づいてＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比を制御するようにしてもよい。

【0117】

より詳細には、前述したように、ＳＷコンバータ２４のデューティ比をＤとし、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗をＲｉｎとし、負荷２５の抵抗をＲｌｏａｄとすると、これらの間にはＲｉｎ＝Ｒｌｏａｄ／Ｄ^２の関係が成り立つ。そこで、電圧・電流検出部２７によって、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔを検出し、これらに基づいて負荷２５の抵抗Ｒｌｏａｄ（＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔ）を求める。そして、Ｒｌｏａｄが変化した場合には、Ｒｉｎが所望の値（例えば、１０Ω）になるように、Ｄの値を制御することで、負荷２５の変動に拘わらずＲｉｎを一定に保つことができる。

【0118】

また、図９に示す第２実施形態では、送信部２８は、電圧・電流検出部２７から供給される、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔを示す情報を送信するようにしたが、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔと、定格電圧Ｖｄｃの差分値を計算して送信するようにしてもよい。

【0119】

また、図９に示す第２実施形態では、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｄｃと等しくなるように制御するようにしたが、前述した式（１）に基づいて、Ｐｉｎ＝Ｐｏｕｔとなるように、ＲＦ電源１１を制御するようにしてもよい。より詳細には、電圧・電流検出部２７によって、ＳＷコンバータ２４の出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔを検出し、これらに基づいて負荷２５に供給される出力電力Ｐｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）を受電側制御部２６が求める。そして、求めた出力電力Ｐｏｕｔに関する情報を、受電側制御部２６が、送信部２８を介して送電装置１０に送信する。送電装置１０では、受信部１３を介して送電側制御部１４が出力電力Ｐｏｕｔに関する情報を受信し、ＲＦ電源１１の供給電力Ｐｉｎが、受信した出力電力Ｐｏｕｔと等しくなるように制御する。これにより、負荷２５に供給される電圧を定格電圧Ｖｄｃと略等しくなるようにすることができる。

【0120】

また、図９に示す第２実施形態において、電圧・電流検出部２７がＳＷコンバータ２４の出力電圧を検出し、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｄｃと等しくなるようにＳＷコンバータ２４のスイッチングのデューティ比Ｄを制御するようにし、ＳＷコンバータ２４の入力電圧Ｖｉｎを電圧・電流検出部２７によって検出し、受電側制御部２６が入力電圧に関する情報を、送信部２８を介して送電装置１０に送信し、送電装置１０では送電側制御部１４が受信部１３を介してこの情報を受信し、この情報に基づいてＲＦ電源１１の出力を制御するようにしてもよい。

【0121】

より詳細に説明する。ＳＷコンバータ２４の入力抵抗をＲｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ、入力電力をＰｉｎとすると、これらの間には、以下の式（２）が成立する。

【0122】

Ｖｉｎ＝ＳＱＲＴ（Ｐｉｎ×Ｒｉｎ）・・・（２）

【0123】

この式（２）より、ある入力電力Ｐｉｎに対し、Ｒｉｎが所望の値（例えば、１０Ω）となるような入力電圧Ｖｉｎが存在する。これより、電圧・電流検出部２７が検出したＳＷコンバータ２４の入力電圧Ｖｉｎおよび入力電流Ｉｉｎより、ＳＷコンバータ２４の入力抵抗Ｒｉｎを算出し、Ｒｉｎが所望の値（例えば、１０Ω）となるように入力電力Ｐｉｎを制御することは、式（２）の関係に基づきＲｉｎが所望の値（例えば、１０Ω）となるような入力電圧Ｖｉｎとなるように、入力電力Ｐｉｎを制御することは、等価的である。

【符号の説明】

【0124】

１ 送受電システム
１０ 送電装置
１１ ＲＦ電源
１２ カプラ（送電手段）
１３ 受信部
１４ 送電側制御部（送電側制御手段）
２０ 受電装置
２１ カプラ（受電手段）
２２ 整合器
２３ 整流器（整流手段、供給手段）
２４ ＳＷコンバータ（変換手段、供給手段）
２５ 負荷
２６ 受電側制御部（受電側制御手段）
２７ 電圧・電流検出部
２８ 送信部
２２１，２２２ 可変リアクタンス
２２３，２２４ 固定リアクタンス

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】