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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2023-11-29
(45)【発行日】2023-12-07
(54)【発明の名称】光信号復調器、制御方法およびプログラム
(51)【国際特許分類】
H04B 10/69 20130101AFI20231130BHJP
H03M 13/23 20060101ALI20231130BHJP
【ＦＩ】
H04B10/69
H03M13/23
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2022541335
(86)(22)【出願日】2020-08-03
(86)【国際出願番号】 JP2020029660
(87)【国際公開番号】W WO2022029835
(87)【国際公開日】2022-02-10
【審査請求日】2022-12-02
(73)【特許権者】
【識別番号】000004226
【氏名又は名称】日本電信電話株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001634
【氏名又は名称】弁理士法人志賀国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】山本 秀人
(72)【発明者】
【氏名】中村 政則
(72)【発明者】
【氏名】谷口 寛樹
(72)【発明者】
【氏名】木坂 由明
【審査官】川口 貴裕
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－０７７９３４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特表２０１７－５２０９７４（ＪＰ，Ａ）
【文献】Hiroki Taniguchi et al.，84-GBaud/λ PAM-4 Transmission over 20-km using 4-λ LAN-WDM TOSA and ROSA with MLSE Based on Nonlinear Channel Estimation，2020 Optical Fiber Communications Conference and Exhibition (OFC)，2020年05月13日
【文献】Shuto Yamamoto et al.，O-Band 10-km Transmission of 93-Gbaud PAM4 Signal Using Spectral Shaping Technique Based on Nonlinear Differential Coding with 1-Tap Precoding，2020 Optical Fiber Communications Conference and Exhibition (OFC)，2020年05月13日
【文献】Shuto Yamamoto et al.，92-Gbaud PAM4 Transmission Using Spectral-Shaping Trellis-Coded-Modulation with 20-GHz Bandwidth Limitation，2019 Optical Fiber Communications Conference and Exhibition (OFC)，2019年04月25日
【文献】Hiroki Taniguchi et al.，Achievement of 186-Gb/s PAM-4 under 20.5-GHz bandwidth limitation using MLSE based on 2nd order Volterra filter，2018 23rd Opto-Electronics and Communications Conference (OECC)，2019年06月06日
【文献】S. Yamamoto et al.，Nonlinear Differential Coding for Spectral Shaping of PAM Signal in High-Baudrate Short-Reach Optical Transmission，Journal of Lightwave Technology，2020年10月12日
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０４Ｂ １０／６９
Ｈ０３Ｍ １３／２３
Ｈ０３Ｍ １３／２５
Ｈ０３Ｍ １３／３７ － １３／４５
ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
光ファイバ伝送路を介して送信部から送信される光信号を受信し、前記光信号をアナログ信号に変換する光受信部と、前記光受信部により変換されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部により変換されたデジタル信号の波形整形を行うデジタル信号処理部と、
前記デジタル信号処理部により波形整形が行われたデジタル信号のビット判定を行う信号判定部と、
を有し、
前記送信部が、ｎを時刻を表すパラメータ、ｕ ｎ ∈｛０，１，２，・・・，ｍ－１｝をｍ値の符号化前のシンボル、αを０＜α＜１を満足する任意の実数として、下記数式（１）及び（２）に基づいて生成されたＭ値の符号化後のシンボルｖ ｎ を送信する場合に、
前記信号判定部は、
前記デジタル信号処理部からデジタル信号の受信信号系列が入力され、入力された受信信号系列に畳み込み演算を施した値を出力するスペクトル整形フィルタ処理部と、
受信信号のシンボル遷移を基に定まる候補信号系列に畳み込み演算を施した値を出力する伝送路模擬フィルタ処理部と、
前記スペクトル整形フィルタ処理部から出力された値と、前記伝送路模擬フィルタ処理部から出力された値との誤差情報を取得する誤差情報取得部と、
前記誤差情報取得部により取得された誤差情報から、前記符号化前のシンボルの尤度を示すシンボル尤度を算出するシンボル尤度算出部と、
前記シンボル尤度算出部により算出されたシンボル尤度に基づいて、前記符号化前のシンボルを構成するビットの値を判定するビット判定部と、
を備え、
前記候補信号系列は、前記符号化後のシンボルの遷移を示す系列（ｒ ｎ－１ ，ｒ ｎ ）であり、
前記候補信号系列に対応して前記符号化前のシンボルが一意に定まり、
前記誤差情報取得部は、時刻ｎ－１とｎに注目したときの前記誤差情報ｌｒ ｎ－１ ｒ ｎ として、前記スペクトル整形フィルタ処理部から出力された値と、前記伝送路模擬フィルタ処理部から出力され値との二乗誤差に対して、下記数式（５）～（７）で表される過去のシンボル系列からの影響を表す因子ｍｒ ｎ－１ を加算した値を算出し、
前記シンボル尤度算出部は、前記符号化前のシンボルが同一となる前記候補信号系列に畳み込み演算を施した値と、前記スペクトル整形フィルタ処理部から出力された値とから前記誤差情報取得部により取得された誤差情報から算出される尤度の総和によって、前記符号化前のシンボルごとの尤度を算出する光信号復調器。
【数1】
【数2】
【数3】
【数4】
【数5】
【請求項2】
前記符号化前のシンボルの多値数が４、前記符号化後のシンボルの多値数が６である場合に、
前記シンボル尤度算出部は、前記符号化前のシンボルｕ ｎ が同一となる前記候補信号系列（ｒ ｎ－１ ，ｒ ｎ )の集合をＵ ｕ として、下記数式で表されるＵ ｕ に基づいて前記符号化前のシンボルごとの尤度を算出する請求項１に記載の光信号復調器。
Ｕ ０ ＝｛（０，０），（１，０），（２，４），（３，４），（４，４），（５，４）｝
Ｕ １ ＝｛（０，１），（１，１），（２，１），（３，１），（４，５），（５，５）｝
Ｕ ２ ＝｛（０，２），（１，２），（２，２），（３，２），（４，２），（５，２）｝
Ｕ ３ ＝｛（０，３），（１，３），（２，３），（３，３），（４，３），（５，３）｝
【請求項3】
前記シンボル尤度算出部により算出されたシンボル尤度から、前記符号化前のシンボルを構成するビットの値の尤度を示すビット尤度を算出するビット尤度算出部を備え、前記ビット尤度算出部は、前記符号化前のシンボルを構成するビットごとに、ビットの値についての対数尤度比を算出する請求項１または請求項２に記載の光信号復調器。
【請求項4】
前記送信部により送信される前記光信号には、軟判定誤り訂正符号が適用されており、前記ビット尤度算出部により算出されたビット尤度を用いて誤り訂正復号を実行する誤り訂正復号部をさらに備えた請求項３に記載の光信号復調器。
【請求項5】
光ファイバ伝送路を介して送信部から送信される光信号を受信し、前記光信号をアナログ信号に変換する光受信部と、前記光受信部により変換されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部により変換されたデジタル信号の波形整形を行うデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部により波形整形が行われたデジタル信号のビット判定を行う信号判定部とを有する光信号復調器の制御方法であって、前記送信部が、ｎを時刻を表すパラメータ、ｕ ｎ ∈｛０，１，２，・・・，ｍ－１｝をｍ値の符号化前のシンボル、αを０＜α＜１を満足する任意の実数として、下記数式（１）及び（２）に基づいて生成されたＭ値の符号化後のシンボルｖ ｎ を送信する場合に、
前記信号判定部が、
前記デジタル信号処理部からデジタル信号の受信信号系列が入力され、入力された受信信号系列に畳み込み演算を施した値を出力するスペクトル整形フィルタ処理ステップと、
受信信号のシンボル遷移を基に定まる候補信号系列に畳み込み演算を施した値を出力する伝送路模擬フィルタ処理ステップと、
前記スペクトル整形フィルタ処理ステップにより出力された値と、前記伝送路模擬フィルタ処理ステップにより出力された値との誤差情報を取得する誤差情報取得ステップと、
前記誤差情報取得ステップにより取得された誤差情報から、前記符号化前のシンボルの尤度を示すシンボル尤度を算出するシンボル尤度算出ステップと、
前記シンボル尤度算出ステップにより算出されたシンボル尤度に基づいて、前記符号化前のシンボルを構成するビットの値を判定するビット判定ステップと、
を実行し、
前記候補信号系列は、前記符号化後のシンボルの遷移を示す系列（ｒ ｎ－１ ，ｒ ｎ ）であり、
前記候補信号系列に対応して前記符号化前のシンボルが一意に定まり、
前記誤差情報取得ステップでは、時刻ｎ－１とｎに注目したときの前記誤差情報ｌｒ ｎ－１ ｒ ｎ として、前記スペクトル整形フィルタ処理ステップで出力された値と、前記伝送路模擬フィルタ処理ステップで出力され値との二乗誤差に対して、下記数式（５）～（７）で表される過去のシンボル系列からの影響を表す因子ｍｒ ｎ－１ を加算した値を算出し、
前記シンボル尤度算出ステップでは、前記符号化前のシンボルが同一となる前記候補信号系列に畳み込み演算を施した値と、前記スペクトル整形フィルタ処理ステップで出力された値とから前記誤差情報取得ステップで取得された誤差情報から算出される尤度の総和によって、前記符号化前のシンボルごとの尤度を算出する制御方法。
【数6】
【数7】
【数8】
【数9】
【数10】
【請求項6】
前記符号化前のシンボルの多値数が４、前記符号化後のシンボルの多値数が６である場合に、
前記シンボル尤度算出ステップでは、前記符号化前のシンボルｕ ｎ が同一となる前記候補信号系列(ｒ ｎ－１ ，ｒ ｎ )の集合をＵ ｕ として、下記数式で表されるＵ ｕ に基づいて前記符号化前のシンボルごとの尤度を算出する請求項５に記載の制御方法。
Ｕ ０ ＝｛（０，０），（１，０），（２，４），（３，４），（４，４），（５，４）｝
Ｕ １ ＝｛（０，１），（１，１），（２，１），（３，１），（４，５），（５，５）｝
Ｕ ２ ＝｛（０，２），（１，２），（２，２），（３，２），（４，２），（５，２）｝
Ｕ ３ ＝｛（０，３），（１，３），（２，３），（３，３），（４，３），（５，３）｝
【請求項7】
請求項５または請求項６に記載の制御方法をコンピューターに実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、光信号復調器、制御方法およびプログラムの技術に関する。
【背景技術】
【0002】
データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や、光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。特に、１波当たりの伝送速度が１００Ｇｂ／ｓ以上の超高速光伝送システムにおいて、コヒーレント検波とデジタル信号処理技術を組み合わせた、デジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきた。
【0003】
一方、ＬＴＥ（Long Term Evolution）に代表される、モバイル端末による大容量データ通信の普及により、より安価に、すなわち、より簡易な送受信器構成によって、１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現することが求められている。
【0004】
簡易な構成で１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現する方式として、光信号の強度情報をもとにデータ信号の復調を行う、直接検波方式が注目されている。特に、２値の強度変調信号であるＮＲＺ（Non Return-to-Zero）方式に比べて高い周波数利用効率を有する４値強度変調方式（ＰＡＭ４: 4-level Pulse Amplitude Modulation）を用いた超高速光伝送方式の検討が進められている。
【0005】
長距離伝送技術として実用化されているデジタルコヒーレント技術を用いた１００Ｇｂ／ｓ級光伝送では、一般に偏波多重ＱＰＳＫ変調方式（PDM-QPSK）が用いられており、変調速度は２５Ｇｂａｕｄ程度である。一方、簡易な送受信器構成によって実現可能なＰＡＭ４を用いた形での１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実施する場合の変調速度は５０Ｇｂａｕｄ程度であるため、その信号スペクトルはＰＤＭ－ＱＰＳＫよりも広い周波数を占有する信号スペクトルとなる。これは、１００Ｇｂ／ｓ級のＰＡＭ４方式は、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式に比べて電気光デバイスの帯域に起因したフィルタリングによる波形劣化の影響を大きく受けることを意味する。
【0006】
また、直接検波方式では、伝送ファイバの有する波長分散に起因した波形劣化をデジタル信号処理によって補償することができないため、ＰＡＭ４方式を適用する際には波長分散に起因した信号品質劣化も大きな問題となる。波長分散に起因した信号品質劣化は変調速度の二乗に比例するため、特に５０Ｇｂａｕｄ以上の高速に変調された信号に対しては、波長分散に起因した信号品質劣化は顕著なものとなる。
【0007】
この問題に対し、送信側に符号化を施すことにより、信号スペクトルの狭帯域化を実現し、電気光デバイスの帯域制限に起因した波形劣化や、波長分散に起因した波形劣化に対する耐力を向上する技術が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この方式における符号化後のシンボルは以下の式に基づいて生成される。
【0008】
【数1】
【0009】
【数2】
【0010】
なお、式（１）などでは「ｕ」の上に「～」を示しているが、以下では「～ｕ」と記載する。また、式（１）などにおいて、記号［・］はガウス記号であり、「ｎ」は時刻を表すパラメータである。
【0011】
式（１）、式（２）において、ｕｎはタイムスロットｎにおける符号化前のオリジナルのｍ値信号であり、ｕｎ∈{０，１，２,…,ｍ－１}のｍ値シンボルとなる。ｖｎは符号化後のシンボルである。ここで、各シンボルにはグレイ符号化された２ビットが割り当てられているものとする。すなわち、隣接するシンボル間のハミング距離が１となるような符号化が適用されているものとする。
【0012】
例えばｍ＝４の場合、シンボル０にビット００、シンボル１にビット０１、シンボル２にビット１１、シンボル３にビット１０を割り当てたものはグレイ符号となっている。符号化後のシンボルをｖｎとする。αは０＜α＜１を満足する任意の実数である。式（２）から明らかなように、～ｕｎはｍ値シンボルであり、～ｕｎ∈{０，１，２,…,ｍ－１}である。符号化前の信号を得るための演算、すなわち復号化の演算は以下の式（３）に示す通りとなる。
【0013】
【数3】
【0014】
つまり、符号化前の信号ｕｎは、符号化後の信号ｖｎをmで割ったときの剰余に対応している。このような符号化を施すことにより、符号化後のシンボルｖｎとして、ｖｎ∈{０，１，２,…,Ｍ－１}のＭ値シンボルが得られる。Ｍの値はｍとαによって決まる値となっており、例えばｍ＝４、α＝１／２の場合はＭ＝６となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0015】
【文献】S. Yamamoto, et. al., ‘O-band 10-km Transmission of 93-Gbaud PAM Signal Using Spectral Shaping Technique Based on Nonlinear Differential Coding with 1-Tap Precoding,’ Proceeding of OFC2020, T3I.3 (2020)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0016】
上述の通り、送信側に符号化を施すことにより信号スペクトルの狭帯域化を実現し、帯域制限や波長分散に対する耐力を向上することが可能となる。その一方で、受信側ではＭ値シンボルに対して判定を行ったうえで式（３）に示すmodulo演算処理によってｕｎを復号するため、白色雑音に対する耐力はＰＡＭ－Ｍ相当となる。一般に多値数が大きいほど白色雑音に対する耐力は低くなるため、例えばｍ＝４,Ｍ＝６の場合は、符号化の適用によって帯域制限や波長分散に対する耐力が向上する一方で、白色雑音に対する耐力が低減するという問題があった。
【0017】
上記事情に鑑み、本発明は、符号化に伴う白色雑音に対する耐力の低減を抑圧することができる技術の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0018】
本発明の一態様は、光ファイバ伝送路を介して送信部から送信される光信号を受信し、前記光信号をアナログ信号に変換する光受信部と、前記光受信部により変換されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部により変換されたデジタル信号の波形整形を行うデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部により波形整形が行われたデジタル信号のビット判定を行う信号判定部と、を有し、前記信号判定部は、前記デジタル信号処理部からデジタル信号の受信信号系列が入力され、入力された受信信号系列に畳み込み演算を施した値を出力するスペクトル整形フィルタ処理部と、受信信号のシンボル遷移を基に定まる候補信号系列に畳み込み演算を施した値を出力する伝送路模擬フィルタ処理部と、前記スペクトル整形フィルタ処理部から出力された値と、伝送路模擬フィルタ処理部から出力された値との誤差情報を取得する誤差情報取得部と、前記誤差情報取得部により取得された誤差情報に基づいて、前記送信部が送信したシンボルを構成するビットの値を判定するビット判定部と、を備えた光信号復調器である。
【0019】
本発明の一態様は、光ファイバ伝送路を介して送信部から送信される光信号を受信し、前記光信号をアナログ信号に変換する光受信部と、前記光受信部により変換されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部により変換されたデジタル信号の波形整形を行うデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部により波形整形が行われたデジタル信号のビット判定を行う信号判定部とを有する光信号復調器の制御方法であって、前記デジタル信号処理部からデジタル信号の受信信号系列が入力され、入力された受信信号系列に畳み込み演算を施した値を出力するスペクトル整形フィルタ処理ステップと、受信信号のシンボル遷移を基に定まる候補信号系列に畳み込み演算を施した値を出力する伝送路模擬フィルタ処理ステップと、前記スペクトル整形フィルタ処理ステップにより出力された値と、伝送路模擬フィルタ処理ステップにより出力された値との誤差情報を取得する誤差情報取得ステップと、 前記誤差情報取得ステップにより取得された誤差情報に基づいて、前記送信部が送信したシンボルを構成するビットの値を判定するビット判定ステップと、を備えた制御方法である。
【0020】
本発明の一態様は、上記の制御方法をコンピューターに実行させるためのプログラムである。
【発明の効果】
【0021】
本発明により、符号化に伴う白色雑音に対する耐力の低減を抑圧することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0022】
【図1】光信号復調器の構成を示すブロック図である。
【図2】信号判定部の構成を示すブロック図である。
【図3A】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図3B】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図3C】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図3D】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図3E】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図3F】ｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【図4】伝送性能の評価結果を示す図である。
【図5】信号判定部の処理の流れを示すフローチャートである。
【図6A】ＰＡＭ４シンボルｕｎのシンボル遷移を示す図である。
【図6B】ＰＡＭ４シンボルｕｎのシンボル遷移を示す図である。
【図6C】ＰＡＭ４シンボルｕｎのシンボル遷移を示す図である。
【図6D】ＰＡＭ４シンボルｕｎのシンボル遷移を示す図である。
【図7】信号判定部５００の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0023】
本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における光信号復調器１００の構成を示すブロック図である。光信号復調器１００は、光受信部２００、ＡＤ（アナログデジタル）変換部３００、デジタル信号処理部４００、および信号判定部５００を備える。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における光信号復調器１００の構成を示すブロック図である。光信号復調器１００は、光受信部２００、ＡＤ（アナログデジタル）変換部３００、デジタル信号処理部４００、および信号判定部５００を備える。
【0024】
光受信部２００は、直接検波システムの場合は光強度受信器とし、コヒーレント検波システムの場合はコヒーレント受信器とする。光受信部２００は、光受信信号を電気アナログ信号に変換し、ＡＤ変換部３００に出力する。ＡＤ変換部３００は、電気アナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４００に出力する。デジタル信号処理部４００は、従来の波形整形を行い、波形整形が行われた信号系列を信号判定部５００に出力する。信号判定部５００は、対数尤度比（ＬＬＲ: Log Likelihood Ratio）に基づくビット判定を行う。以下の説明において、対数尤度比をＬＬＲと記載することがある。
【0025】
図２は、信号判定部５００の構成を示すブロック図である。信号判定部５００は、スペクトル整形フィルタ処理部５０１、伝送路模擬フィルタ処理部５０２、減算器５０３、二乗誤差算出部５０４、シンボル尤度算出部５０５、ビット尤度算出部５０６、およびビット判定部５０７を備える。
【0026】
スペクトル整形フィルタ処理部５０１と伝送路模擬フィルタ処理部５０２はＴ間隔タップから構成される有限インパルス応答（ＦＩＲ: Finite Impulse Response）フィルタによる処理を行う。また、スペクトル整形フィルタ処理部５０１と伝送路模擬フィルタ処理部５０２は、それぞれ二乗誤差算出部５０４からの出力が最小になるようなフィルタ形状で運用される。
【0027】
スペクトル整形フィルタ処理部５０１には、デジタル信号処理部４００によって波形整形された１サンプル／シンボル（Ｓｐｓ: Sample per symbol）のデジタル信号系列ｓｎが入力される。スペクトル整形フィルタ処理部５０１は、ｓｎに対して畳み込み演算を施し、減算器５０３に出力する。
【0028】
送信信号として想定される候補信号系列ｒｎが記憶されている。伝送路模擬フィルタ処理部５０２は、送信信号として想定される候補信号系列ｒｎが入力される。伝送路模擬フィルタ処理部５０２は、ｒｎに対して畳み込み演算を施し、減算器５０３に出力する。
【0029】
減算器５０３は、伝送路模擬フィルタ処理部５０２から出力された値から、スペクトル整形フィルタ処理部５０１から出力された値を減算し、二乗誤差算出部５０４に出力する。二乗誤差算出部５０４は、誤差情報取得部の一例である。二乗誤差算出部５０４は、減算器５０３からの出力を用いて、各候補信号系列に対する誤差情報を取得する。本実施形態では、誤差情報の一例として二乗誤差を用いている。二乗誤差算出部５０４は、取得した二乗誤差をシンボル尤度算出部５０５に出力する。二乗誤差をブランチメトリックとも表現する。
【0030】
シンボル尤度算出部５０５は、各ブランチメトリックに基づいて、各符号化前シンボルｕｎに対する尤度を算出し、ビット尤度算出部５０６に出力する。ビット尤度算出部５０６は、符号化前シンボルｕｎを構成する各ビットに対するＬＬＲを算出し、ビット判定部５０７に出力する。ビット判定部５０７は、各ビットに対するＬＬＲに基づいてビット判定を行い、送信ビット系列を復元する。
【0031】
以上説明した構成について、具体例を用いて説明する。まず、送信信号が式（１）、式（２）に示す符号化が施された信号とし、α＝１／２、ｍ＝４とする。このとき、Ｍ＝６となる。符号化前の４値シンボルに対しては、それぞれシンボル０にビット００、シンボル１にビット０１、シンボル２にビット１１、シンボル３にビット１０が割り当てられているとする。
【0032】
このとき、符号化後のシンボルｖｎのシンボル遷移について説明する。図３Ａ～図３Ｆは、ｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ａ～図３Ｆには、ｖｎ－１が０～５までのそれぞれの場合に、遷移可能なシンボルが示されている。図３Ａ～図３Ｆにおいて、ｕｎはｕ_ｎと記載されている。
【0033】
図３Ａは、ｖｎ－１＝０の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ｂは、ｖｎ－１＝１の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ｃは、ｖｎ－１＝２の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ｄは、ｖｎ－１＝３の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ｅは、ｖｎ－１＝４の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。図３Ｆは、ｖｎ－１＝５の場合のｖｎのシンボル遷移を示す図である。
【0034】
図３Ａ～図３Ｆに示されるように、ｖｎのシンボル遷移と符号化前のシンボルｕｎには対応関係が存在することがわかる。したがって、符号化後のシンボルｖｎに対する判定を行わずとも、ｖｎのシンボル遷移から符号化前のシンボルｕｎを復元することが可能である。
【0035】
【0036】
(0, 0), (0, 1), (0, 2), (0, 3), (1, 0), (1, 1), (1, 2), (1, 3), (2, 1), (2, 2), (2, 3), (2, 4), (3, 1), (3, 2), (3, 3), (3, 4), (4, 2), (4, 3), (4, 4), (4, 5), (5, 2), (5, 3), (5, 4), (5, 5)
【0037】
このように、候補信号系列は、符号化されたシンボルの系列を示すとともに、符号化前のシンボルによって、符号化されたシンボルの系列間の遷移には制限がある。また、候補信号系列に対応してシンボルが一意に定まる。例えば、符号化されたシンボルの系列ｖｎ－１、ｖｎがともに０の場合には、符号化前のシンボルｕｎが０というように一意に定まる。
【0038】
スペクトル整形フィルタ処理部５０１と伝送路模擬フィルタ処理部５０２のタップ数をそれぞれ２とする。このとき、二乗誤差算出部５０４の出力として以下を得る。
【0039】
【数4】
【0040】
ただし、ｋ＝２で、
【0041】
【数5】
【0042】
【数6】
【0043】
【数7】
【0044】
である。二乗誤差算出部５０４は、想定しうる全ての(ｒｎ－１,ｒｎ)に対して二乗誤差lｒｎ－１ｒｎを算出する。なお、ｍｒｎは過去のシンボル系列からの影響を表す因子である。過去のシンボル系列からの影響を無視する場合は、式（４）において全てのｎに対してｍｒｎ－１＝０とすればよい。この場合は、過去のシンボル系列からの影響を算出するための演算処理である式（５）、式（６）を算出する処理を削減することが可能となる。したがって、演算負荷低減を優先する場合は、ｍｒｎ－１＝０とすればよい。二乗誤差算出部５０４は、算出したlｒｎ－１ｒｎをシンボル尤度算出部５０５に出力する。
【0045】
シンボル尤度算出部５０５は、下記（８）によりＬｕを算出する。
【0046】
【数8】
【0047】
ここでｕは符号化前のシンボルｕｎに対応しており、例えばＬ3はｕｎ＝３に対する尤度を表す。また、σは受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ: Signal-to-Noise Ratio）に対応するパラメータである。実装上は、ビット誤り率（ＢＥＲ: Bit Error Rate）が最小になるようなσを用いるとよい。（８）におけるΣは符号化前シンボルｕに相当するシンボル遷移全てについての和をとることを意味している。各Ｕ
ｕ
に対応するｐ、ｑのペアは以下の通りとなる。
【0048】
Ｕ
０={(0,0), (1,0), (2,4), (3,4), (4,4), (5,4)}
Ｕ １={(0,1), (1,1), (2,1), (3,1), (4,5), (5,5)}
Ｕ ２={(0,2), (1,2), (2,2), (3,2), (4,2), (5,2)}
Ｕ ３={(0,3), (1,3), (2,3), (3,3), (4,3), (5,3)}
Ｕ １={(0,1), (1,1), (2,1), (3,1), (4,5), (5,5)}
Ｕ ２={(0,2), (1,2), (2,2), (3,2), (4,2), (5,2)}
Ｕ ３={(0,3), (1,3), (2,3), (3,3), (4,3), (5,3)}
【0049】
シンボル尤度算出部５０５は、算出されたＬｕをビット尤度算出部５０６に出力する。ここで、左側のビットをＭＳＢ（Most Significant Bit）、右側のビットをＬＳＢ（Least Significant Bit）と記載する。ビット尤度算出部５０６は、ビット尤度としてＬＬＲＭＳＢを以下の式（９）により算出し、ＬＬＲＬＳＢを以下の式（１０）により算出する。ここで、ＬＬＲＭＳＢはＭＳＢのＬＬＲを示し、ＬＬＲＬＳＢはＬＳＢのＬＬＲを示す。
【0050】
【数9】
【0051】
【数10】
【0052】
式（９）において、右辺の真数の分母のＬ２，Ｌ３に対応するｕｎは、ともにＭＳＢが１である。よって、分母は、ＭＳＢの１らしさを示す。一方、分子のＬ０，Ｌ１に対応するｕｎは、ともにＭＳＢが０である。よって、分子は、ＭＳＢの０らしさを示す。右辺の真数が１より大きい場合には、ＬＬＲＭＳＢは正となり、１より小さい場合には、ＬＬＲＭＳＢは負となる。
【0053】
同様に、式（１０）において、右辺の真数の分母のＬ１，Ｌ２に対応するｕｎは、ともにＬＳＢが１である。よって、分母は、ＬＳＢの１らしさを示す。一方、分子のＬ０，Ｌ３に対応するｕｎは、ともにＬＳＢが０である。よって、分子は、ＬＳＢの０らしさを示す。右辺の真数が１より大きい場合には、ＬＬＲＬＳＢは正となり、１より小さい場合には、ＬＬＲＬＳＢは負となる。
【0054】
ビット尤度算出部５０６は、算出したＬＬＲＭＳＢとＬＬＲＬＳＢをビット判定部５０７に出力する。ビット判定部５０７は、下記（１１）および（１２）を用いて、ビット判定の結果としてxＭＳＢ,xＬＳＢを得る。ここで、xＭＳＢは、ＭＳＢに対する判定結果を示す。xＬＳＢは、ＬＳＢに対するビット判定の結果を示す。
【0055】
【数11】
【0056】
【数12】
【0057】
ビット判定部５０７は、左側のビットをxＭＳＢと判定し、右側のビットをxＬＳＢと判定する。図４は、伝送性能の評価結果を示す図である。図４に示されるグラフは、横軸が受信パワー（ｄＢｍ）を示し、縦軸がビット誤り率を示す。この図４に示されるビット誤り率は、変調速度は９３Ｇｂｕａｄ、伝送容量は１８６Ｇｂ／ｓ、伝送距離は１０ｋｍで計測されたものである。また、オーバーヘッド７％の硬判定前方誤り訂正に関する閾値が示されている。
【0058】
また、「９３－ＧＢｄ ＮＬＤＣＰ（LLR-Dec）」に示されるグラフは、本実施形態を適用した場合のビット誤り率を示す。一方、「９３－ＧＢｄ ＮＬＤＣＰ（Modulo-Dec）」に示されるグラフは、本実施形態を適用していない場合のビット誤り率を示す。図４に示されるように、本実施形態によれば、６値シンボル判定に起因した感度劣化を抑圧し、ビット誤り率が低減されることが確認できる。
【0059】
図５は、第１の実施形態における信号判定部５００の処理の流れを示すフローチャートである。スペクトル整形フィルタ処理部５０１は、式（４）に示されるスペクトル整形フィルタによるｓｎに対して畳み込み演算を施す（ステップＳ１０１）。伝送路模擬フィルタ処理部５０２は、式（４）に示される候補信号系列に相当するデジタル信号系列ｒｎに対して畳み込み演算を施す（ステップＳ１０２）。
【0060】
二乗誤差算出部５０４は、減算器５０３からの出力に基づいて、各候補信号系列に対する二乗誤差を式（４）を用いて算出する（ステップＳ１０３）。シンボル尤度算出部５０５は、式（８）を用いて、各ブランチメトリックに基づいて、各符号化前シンボルｕｎに対する尤度Ｌ3を算出する（ステップＳ１０４）。ビット尤度算出部５０６は、式（９）および式（１０）を用いて符号化前シンボルｕｎを構成する各ビットに対するＬＬＲを算出する（ステップＳ１０５）。ビット判定部５０７は、各ビットに対するＬＬＲから、数（１１）、数（１２）に従ってビットを判定し（ステップＳ１０６）、処理を終了する。
【0061】
（第２の実施形態）
図１に示した光信号復調器１００は、必ずしも送信信号として送信器側で符号化が適用された信号でない場合であっても符号化に伴う白色雑音に対する耐力の低減を抑圧することができる。符号化が適用された信号でない場合は、伝送路の有する帯域制限や波長分散が符号化器に相当する役割を果たす。第２の実施形態では、送信信号として特に何も符号化が施されていないＰＡＭ４信号とする場合の光信号復調器について、第１の実施形態を流用して説明する。
図１に示した光信号復調器１００は、必ずしも送信信号として送信器側で符号化が適用された信号でない場合であっても符号化に伴う白色雑音に対する耐力の低減を抑圧することができる。符号化が適用された信号でない場合は、伝送路の有する帯域制限や波長分散が符号化器に相当する役割を果たす。第２の実施形態では、送信信号として特に何も符号化が施されていないＰＡＭ４信号とする場合の光信号復調器について、第１の実施形態を流用して説明する。
【0062】
【0063】
図６Ａは、ｕｎ－１＝０の場合のｕｎのシンボル遷移を示す図である。図６Ｂは、ｕｎ－１＝１の場合のｕｎのシンボル遷移を示す図である。図６Ｃは、ｕｎ－１＝２の場合のｕｎのシンボル遷移を示す図である。図６Ｄは、ｕｎ－１＝３の場合のｕｎのシンボル遷移を示す図である。
【0064】
図６Ａ～図６Ｄに示されるように、ｕｎのシンボル遷移とシンボルｕｎ自身には対応関係が存在することがわかる。したがって、シンボルｕｎに対して直接的に判定を行わなくとも、ｕｎのシンボル遷移からｕｎを復元することが可能である。
【0065】
図６Ａ～図６Ｄから、ある時刻ｎ－１とｎに注目した場合、想定される送信シンボルの候補(ｒｎ－１,ｒｎ)は、以下の１６通りとなる。
(0, 0), (0, 1), (0, 2), (0, 3), (1, 0), (1, 1), (1, 2), (1, 3), (2, 0), (2, 1), (2, 2), (2, 3), (3, 0), (3, 1), (3, 2), (3, 3)
(0, 0), (0, 1), (0, 2), (0, 3), (1, 0), (1, 1), (1, 2), (1, 3), (2, 0), (2, 1), (2, 2), (2, 3), (3, 0), (3, 1), (3, 2), (3, 3)
【0066】
スペクトル整形フィルタ処理部５０１と伝送路模擬フィルタ処理部５０２のタップ数を第１の実施形態と同様にそれぞれ２とする。二乗誤差算出部５０４の出力は、（４）～（７）に示す通りである。二乗誤差算出部５０４は、想定しうる全ての(ｒｎ－１,ｒｎ)に対して二乗誤差lｒｎ－１ｒｎを算出する。二乗誤差算出部５０４は、算出したlｒｎ－１ｒｎをシンボル尤度算出部５０５に出力する。
【0067】
シンボル尤度算出部５０５は、下記（１３）によりをＬｕを算出する。を
【0068】
【数13】
【0069】
ここでｕは符号化前のシンボルｕｎに対応しており、例えばＬ3はｕｎ＝３に対する尤度を表す。σは第１の実施形態と同様に、受信信号の信号対雑音比に対応するパラメータである。実装上は、ビット誤り率が最小になるようなσを用いるとよい。
【0070】
シンボル尤度算出部５０５は、算出されたＬｕをビット尤度算出部５０６に出力する。ビット尤度算出部５０６は、第１の実施形態と同様に、（９）、（１０）により、ＬＬＲＭＳＢとＬＬＲＬＳＢとを算出する。
【0071】
ビット尤度算出部５０６は、ビット尤度として算出したＬＬＲＭＳＢとＬＬＲＬＳＢをビット判定部５０７に出力する。ビット判定部５０７は、上記（１１）および（１２）を用いて、ビット判定の結果としてxＭＳＢ,xＬＳＢを得る。
【0072】
このように、光信号復調器１００は、図３や図６に示したような、受信信号のシンボル遷移と送信信号が対応付けされているような信号であれば、どのような送信信号に対しても適用可能である。したがって、ＰＡＭ４のような強度変調信号のみに限らず、ＱＰＳＫ信号や直交振幅変調（ＱＡＭ: Quadrature Amplitude Modulation）信号のような複素電界に変調が施された信号であっても、適用可能である。この場合は、ＱＡＭ信号のIn-phase成分とQuadrature成分それぞれに対して、図２に示した構成によって、スペクトル整形フィルタ処理、伝送路模擬フィルタ処理、二乗誤差算出処理、尤度算出処理、ビットＬＬＲ算出処理、ビット判定処理が実行される。
【0073】
（第３の実施形態）
第３の実施形態では、第１の実施形態および第２の実施形態において、演算量を低減した信号判定部５００について、第１の実施形態および第２の実施形態を流用して説明する。第３の実施の形態で扱う送信信号は第２の実施例と同様にＰＡＭ４信号とする。
第３の実施形態では、第１の実施形態および第２の実施形態において、演算量を低減した信号判定部５００について、第１の実施形態および第２の実施形態を流用して説明する。第３の実施の形態で扱う送信信号は第２の実施例と同様にＰＡＭ４信号とする。
【0074】
第３の実施形態では、シンボル尤度算出部５０５がＬｕを算出する式を、式（１３）に代えて、下記式（１４）とする。
【0075】
【数14】
【0076】
（１４）に示されるように、指数演算ｅｘｐに代えて、ｌ０ｕ,ｌ１ｕ,ｌ２ｕ,ｌ３ｕのうちの最小値をＬｕとする。このように、二乗誤差算出部５０４により取得された誤差情報が示す二乗誤差の最小値をシンボル尤度として算出する。シンボル尤度算出部５０５は、算出されたＬｕをビット尤度算出部５０６に出力する。ビット尤度算出部５０６は、下記（１５）、（１６）により、ビット尤度としてＬＬＲＭＳＢとＬＬＲＬＳＢを算出する。
【0077】
【数15】
【0078】
【数16】
【0079】
ビット尤度算出部５０６は、算出したＬＬＲＭＳＢとＬＬＲＬＳＢをビット判定部５０７に出力する。式（１５）において、ｍｉｎ｛Ｌ２，Ｌ３｝は、ＭＳＢが０となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度である。また、式（１５）において、ｍｉｎ｛Ｌ０，Ｌ１｝は、ＭＳＢが１となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度である。
【0080】
同様に、式（１６）において、ｍｉｎ｛Ｌ１，Ｌ２｝は、ＬＳＢが０となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度である。また、式（１６）において、ｍｉｎ｛Ｌ０，Ｌ３｝は、ＬＳＢが１となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度である。このように、シンボルを構成するビットごとに、０となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度と、１となる場合のシンボル尤度が最小となるシンボル尤度との差をビット尤度として算出される。
ビット判定部５０７は、上記（１１）および（１２）を用いて、ビット判定の結果としてxＭＳＢ,xＬＳＢを得る。
ビット判定部５０７は、上記（１１）および（１２）を用いて、ビット判定の結果としてxＭＳＢ,xＬＳＢを得る。
【0081】
このように、第３の実施形態では、指数演算ｅｘｐが行われない。よって、第３の実施形態は、第１の実施形態や第２の実施形態と比較して、指数演算ｅｘｐを行うことなくビット判定を実行できることにより演算量が低減できるという特徴を有する。さらに、第３の実施形態は、信号判定部５００による一連の処理の中でパラメータσを用いることなくビット判定が可能であるという特徴を有する。これは、本実施例を適用することでパラメータσの選定が不要となることを意味しており、σの値を選定するための演算処理を削減することが可能であることを意味する。
【0082】
（第４の実施形態）
第４の実施形態では、軟判定誤り訂正符号が適用された送信信号に対する構成例について説明する。図７は、第４の実施形態に係る信号判定部５００の構成を示すブロック図である。図７に示されるように、第４の実施形態に係る信号判定部５００は、図２で説明した構成のうち、ビット判定部５０７とビット尤度算出部５０６との間に誤り訂正復号部５０８を備える。
第４の実施形態では、軟判定誤り訂正符号が適用された送信信号に対する構成例について説明する。図７は、第４の実施形態に係る信号判定部５００の構成を示すブロック図である。図７に示されるように、第４の実施形態に係る信号判定部５００は、図２で説明した構成のうち、ビット判定部５０７とビット尤度算出部５０６との間に誤り訂正復号部５０８を備える。
【0083】
ビット尤度算出部５０６は、第１、第２、第３の実施形態に記載した式でビット尤度を算出し、誤り訂正復号部５０８に出力する。誤り訂正復号部５０８はビット尤度を用いて誤り訂正復号を実行することでビット誤りを訂正し、誤り訂正後のビット系列をビット判定部５０７に出力する。ビット判定部５０７は、誤り訂正後のビット系列に対してビット判定を行うことで、判定ビット系列を得る。このように、第４の実施形態によれば、ビット尤度算出部５０６により得られたビット尤度を用いて誤り訂正復号が可能となる。
【0084】
軟判定誤り訂正符号に対する制限はなく、例えば軟判定誤り訂正符号として、ターボ符号や低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ: Low Density Parity Check）符号などが挙げられる。
【0085】
信号判定部５００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成される。信号判定部５００は、プロセッサーがプログラムを実行することによって、スペクトル整形フィルタ処理部５０１、伝送路模擬フィルタ処理部５０２、減算器５０３、二乗誤差算出部５０４、シンボル尤度算出部５０５、ビット尤度算出部５０６、およびビット判定部５０７として機能する。なお、信号判定部５００の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。
【0086】
このように構成された光信号復調器１００では、デジタル信号系列ｓｎと候補信号系列ｒｎとから二乗誤差を算出し、尤度を算出することで、Ｍ(＞ｍ)値のシンボルに対する判定を経由することなくｕｎを復号し、ｕｎを構成するビットの判定を行うので、符号化に伴う白色雑音耐力の低減を抑圧することができる。
【0087】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【0088】
本発明は、光ファイバ伝送路を介して送信部から送信される光信号を復調する光信号復調器に適用可能である。
【符号の説明】
【0089】
１００…光信号復調器、２００…光受信部、３００…ＡＤ変換部、４００…デジタル信号処理部、５００…信号判定部、５０１…スペクトル整形フィルタ処理部、５０２…伝送路模擬フィルタ処理部、５０３…減算器、５０４…二乗誤差算出部、５０５…シンボル尤度算出部、５０６…ビット尤度算出部、５０７…ビット判定部
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図3C】
【図3D】
【図3E】
【図3F】
【図4】
【図5】
【図6A】
【図6B】
【図6C】
【図6D】
【図7】