特許 7426040 自動利得制御アンプ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-01-24

(45)【発行日】2024-02-01

(54)【発明の名称】自動利得制御アンプ

(51)【国際特許分類】

   H03G 3/30 20060101AFI20240125BHJP

   H03F 3/45 20060101ALI20240125BHJP

【ＦＩ】

H03G3/30 C

H03G3/30 B

H03F3/45

H03G3/30 D

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2019159311

(22)【出願日】2019-09-02

(65)【公開番号】P2021040208

(43)【公開日】2021-03-11

【審査請求日】2022-02-10

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】000004226

【氏名又は名称】日本電信電話株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】504139662

【氏名又は名称】国立大学法人東海国立大学機構

(74)【代理人】

【識別番号】100098394

【弁理士】

【氏名又は名称】山川 茂樹

(74)【代理人】

【識別番号】100153006

【弁理士】

【氏名又は名称】小池 勇三

(74)【代理人】

【識別番号】100064621

【弁理士】

【氏名又は名称】山川 政樹

(74)【代理人】

【識別番号】100121669

【弁理士】

【氏名又は名称】本山 泰

(72)【発明者】

【氏名】徐 照男

(72)【発明者】

【氏名】長谷 宗彦

(72)【発明者】

【氏名】野坂 秀之

(72)【発明者】

【氏名】中村 誠

(72)【発明者】

【氏名】▲高▼橋 康宏

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 大輔

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 匠

(72)【発明者】

【氏名】脇田 健杜

【審査官】志津木 康

(56)【参考文献】

【文献】特開平０２－１９４７１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１９－１４６０４４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００２－０８４１４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１１－２０５４７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１２／１２４５７６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開平１０－２０９７８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－１６８９３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－１２１２２４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｇ１／００－３／３４

Ｈ０３Ｆ１／００－３／７２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

可変利得アンプと、
前記可変利得アンプの差動出力信号を増幅するポストアンプと、
前記ポストアンプの差動出力信号の振幅を検出する第１の検出回路と、
前記第１の検出回路によって検出された出力信号振幅値が第１の設定値と等しくなるように第１の制御信号を出力するエラーアンプと、
差動入力信号の振幅を検出する第２の検出回路と、
前記第２の検出回路によって検出された入力信号振幅値が第２の設定値を超えたときに前記入力信号振幅値と前記第２の設定値との差分に応じて第２の制御信号を出力する制御回路とを備え、
前記可変利得アンプは、
前記差動入力信号を入力とする２つの信号入力用トランジスタを含む信号入力部と、
一端が第１の電源電圧に接続され、他端が前記可変利得アンプの差動出力端子に接続された１対の負荷抵抗と、
前記負荷抵抗と前記信号入力用トランジスタとの間にカスコード接続された差動構成の振幅調整用トランジスタを含み、前記第１の制御信号に応じて前記信号入力用トランジスタの出力信号の振幅を調整する四象限乗算器型可変利得部と、
前記四象限乗算器型可変利得部と第２の電源電圧との間に、前記２つの信号入力用トランジスタのそれぞれと差動対を構成するように挿入され、前記第２の制御信号に応じて前記信号入力用トランジスタの電流量を調整する２つの電流源トランジスタを含む可変電流源と、
前記１対の負荷抵抗と前記四象限乗算器型可変利得部との間にカスコード接続され、第２のバイアス電圧を入力とする２つのトランジスタとを備え、
前記第２の設定値は、前記可変利得アンプの前記四象限乗算器型可変利得部と前記第２の電源電圧との間に前記可変電流源が無い場合の前記可変利得アンプの線形動作入力範囲に含まれる前記入力信号振幅値の最大値であることを特徴とする自動利得制御アンプ。

【請求項2】

請求項１記載の自動利得制御アンプにおいて、
前記四象限乗算器型可変利得部は、
ベースに第１のバイアス電圧が入力され、エミッタが正相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、コレクタが第１の負荷抵抗と接続された第１の前記振幅調整用トランジスタと、
ベースに前記第１の制御信号が入力され、エミッタが正相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、コレクタが第２の負荷抵抗と接続された第２の前記振幅調整用トランジスタと、
ベースに前記第１の制御信号が入力され、エミッタが逆相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、コレクタが前記第１の負荷抵抗と接続された第３の前記振幅調整用トランジスタと、
ベースに前記第１のバイアス電圧が入力され、エミッタが逆相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、コレクタが前記第２の負荷抵抗と接続された第４の前記振幅調整用トランジスタとを含むことを特徴とする自動利得制御アンプ。

【請求項3】

請求項１または２記載の自動利得制御アンプにおいて、
前記可変電流源は、
ベースに前記第２の制御信号が入力され、コレクタが正相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、エミッタが正相入力側の前記信号入力用トランジスタのエミッタと接続された第１の前記電流源トランジスタと、
ベースに前記第２の制御信号が入力され、コレクタが逆相入力側の前記信号入力用トランジスタのコレクタと接続され、エミッタが逆相入力側の前記信号入力用トランジスタのエミッタと接続された第２の前記電流源トランジスタとを含むことを特徴とする自動利得制御アンプ。

【請求項4】

請求項１乃至３のいずれか１項に記載の自動利得制御アンプにおいて、
前記信号入力用トランジスタのエミッタおよび前記電流源トランジスタのエミッタと前記第２の電源電圧との間に設けられたテール電流源をさらに備えることを特徴とする自動利得制御アンプ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、光通信システムの受信器で利用されている自動利得制御アンプに関する技術であり、特に自動利得制御アンプの構成要素である可変利得アンプに関するものである。

【背景技術】

【0002】

自動利得制御アンプ（ＡＧＣ）は、光通信の受信回路において主要な増幅回路の１つとして用いられる。自動利得制御アンプは、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）によって電圧変換された信号を遅滞なく増幅し一定の振幅に整える役割を担う（特許文献１参照）。

【0003】

図６は、従来の自動利得制御アンプの構成を示すブロック図である。自動利得制御アンプは、入力信号Ｖ_INを増幅する可変利得アンプ（ＶＧＡ）１と、可変利得アンプ１の出力信号を増幅するポストアンプ２と、出力インピーダンスが５０Ωのバッファ３と、ポストアンプ２の出力信号の振幅を検出する検出回路４と、検出回路４が検出した出力信号振幅値が設定振幅値Ｖｒｅｆ１に等しくなるように可変利得アンプ１の利得を制御するエラーアンプ５とから構成される。このように、従来の自動利得制御アンプは、ポストアンプ２の出力信号振幅に応じて可変利得アンプ１の利得を制御するフィードバック型制御により、バッファ３の出力信号Ｖ_OUTの振幅を一定値に整えている。

【0004】

図７は、可変利得アンプ１の回路図である。可変利得アンプ１は、四象限乗算器型（ギルバートセル型）の可変利得アンプであり、トランジスタＱ１～Ｑ７と、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と、エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２とから構成される。可変利得アンプ１は、図７のように差動対（Ｑ１，Ｑ４）と、この差動対と異なる利得の差動対（Ｑ２，Ｑ３）とから構成され、出力電圧信号を取り出すため、ヘッドスペースに負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を配置し、２つの差動対の電流の和を負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２に印加することで電圧に変換している。

【0005】

可変利得アンプ１の動作原理を図７と図８を用いて説明する。図８に示すように、増幅用トランジスタＱ５を流れるコレクタ電流をｉ_in+とすると、増幅用トランジスタＱ６を流れるコレクタ電流は－ｉ_in+である。
この下部差動対Ｑ５，Ｑ６で生成された差動電流（ｉ_in+，－ｉ_in+）を、上部差動対を構成するトランジスタＱ１～Ｑ４に分配比βで分配する。つまり、トランジスタＱ５を流れるコレクタ電流ｉ_in+のうちトランジスタＱ１には＋βｉ_in+の電流が分配され、トランジスタＱ２には＋（１－β）ｉ_in+の電流が分配される。また、トランジスタＱ６を流れるコレクタ電流（－ｉ_in+）のうちトランジスタＱ４には－βｉ_in+の電流が分配され、トランジスタＱ３には－（１－β）ｉ_in+の電流が分配される。

【0006】

分配された電流は、互いに逆相の関係となる組合せで合成される。つまり、βｉ_in+と－（１－β）ｉ_in+とが合成され、－βｉ_in+と（１－β）ｉ_in+とが合成される。この結果、負荷抵抗Ｒｃ１には＋（２β－１）ｉ_in+の電流が流れ、負荷抵抗Ｒｃ２には－（２β－１）ｉ_in+の電流が流れる。
分配比βは、制御信号Ｖｃｏｎｔ１とバイアス電圧Ｖｂ２の電圧値の大小関係で決定される。例えば、Ｖｂ２＝Ｖｃｏｎｔ１ならばβ＝０．５、Ｖｂ２≪Ｖｃｏｎｔ１ならばβ＝０である。Ｖｂ２＜Ｖｃｏｎｔ１の領域で０．５～０の連続値をとることが可能である。したがって、制御信号Ｖｃｏｎｔ１を変化させて分配比βを制御することにより、下式のように可変利得アンプ１の利得（ｖｏｕｔ／ｖｉｎ）を制御できる。

【0007】

【数1】

【0008】

式（１）では、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２の値をＲｃ、エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２の値をＲｅとしている。
従来の自動利得制御アンプでは、ポストアンプ２の出力信号の振幅を検出し、出力信号の振幅が一定となるようにエラーアンプ５で制御信号Ｖｃｏｎｔ１を生成し、可変利得アンプ１の利得を調整している。利得の可変範囲の中でも、特に信号を歪無く増幅できる範囲（以下、線形可変利得範囲と言う）は限られる。線形可変利得範囲に応じて、信号を歪無く増幅できる入力信号の振幅範囲（以下、線形動作入力範囲と言う）が決まる。線形動作入力範囲の幅（信号を歪無く増幅できる最大入力振幅から最小振幅を引いた値であり、以下、ダイナミックレンジと言う）は、可変利得アンプ１の重要な指標の１つであり、広い方が望ましい。

【0009】

しかしながら、従来の可変利得アンプ１のダイナミックレンジは、回路トポロジーで一意に決定されるため、拡大することは困難であった。例えば線形動作入力範囲の上限を大きくしたい場合、線形可変利得範囲の下限を小さくする必要があり、アンプ全体の利得を小さくしなければならない。その結果、線形可変利得範囲の上限も小さくなり、線形動作入力範囲の下限が大きくなってしまうため、ダイナミックレンジは広がらない。したがって、可変利得アンプ１を用いる自動利得制御アンプのダイナミックレンジ拡大も困難であった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【文献】特開２０１５－１９２２６８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、従来よりも広いダイナミックレンジを得ることができる自動利得制御アンプを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本発明の自動利得制御アンプは、可変利得アンプと、前記可変利得アンプの差動出力信号を増幅するポストアンプと、前記ポストアンプの差動出力信号の振幅を検出する第１の検出回路と、前記第１の検出回路によって検出された出力信号振幅値が第１の設定値と等しくなるように第１の制御信号を出力するエラーアンプと、差動入力信号の振幅を検出する第２の検出回路と、前記第２の検出回路によって検出された入力信号振幅値が第２の設定値を超えたときに前記入力信号振幅値と前記第２の設定値との差分に応じて第２の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記可変利得アンプは、前記差動入力信号を入力とする２つの信号入力用トランジスタを含む信号入力部と、一端が第１の電源電圧に接続され、他端が前記可変利得アンプの差動出力端子に接続された１対の負荷抵抗と、前記負荷抵抗と前記信号入力用トランジスタとの間にカスコード接続された差動構成の振幅調整用トランジスタを含み、前記第１の制御信号に応じて前記信号入力用トランジスタの出力信号の振幅を調整する四象限乗算器型可変利得部と、前記四象限乗算器型可変利得部と第２の電源電圧との間に、前記２つの信号入力用トランジスタのそれぞれと差動対を構成するように挿入され、前記第２の制御信号に応じて前記信号入力用トランジスタの電流量を調整する２つの電流源トランジスタを含む可変電流源と、前記１対の負荷抵抗と前記四象限乗算器型可変利得部との間にカスコード接続され、第２のバイアス電圧を入力とする２つのトランジスタとを備え、前記第２の設定値は、前記可変利得アンプの前記四象限乗算器型可変利得部と前記第２の電源電圧との間に前記可変電流源が無い場合の前記可変利得アンプの線形動作入力範囲に含まれる前記入力信号振幅値の最大値であることを特徴とするものである。

【発明の効果】

【0014】

本発明によれば、従来技術と比較して同一利得・同一帯域条件において広いダイナミックレンジを得ることができる。ダイナミックレンジを広くできるということは、より多様な伝送条件を単一回路で正規化でき、より経済的で大容量な光通信が可能になることを意味する。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】図１は、本発明の実施例に係る自動利得制御アンプの構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、本発明の実施例に係る可変利得アンプの構成を示す回路図である。

【図3】図３は、本発明の実施例に係る可変利得アンプの線形動作入力範囲調整用可変電流源の動作原理を説明する図である。

【図4】図４は、従来および本発明の実施例に係る可変利得アンプの線形可変利得範囲のシミュレーション結果を示す図である。

【図5】図５は、従来および本発明の実施例に係る可変利得アンプのダイナミックレンジのシミュレーション結果を示す図である。

【図6】図６は、従来の自動利得制御アンプの構成を示すブロック図である。

【図7】図７は、従来の可変利得アンプの回路図である。

【図8】図８は、従来の可変利得アンプの動作原理を説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施例に係る自動利得制御アンプの構成を示すブロック図である。本実施例の自動利得制御アンプは、差動入力信号Ｖ_INを増幅する可変利得アンプ１ａと、可変利得アンプ１ａの差動出力信号を増幅するポストアンプ２と、出力インピーダンスが５０Ωのバッファ３と、ポストアンプ２の差動出力信号の振幅を検出する検出回路４と、検出回路４によって検出された出力信号振幅値が設定値Ｖｒｅｆ１と等しくなるように可変利得アンプ１ａの制御信号Ｖｃｏｎｔ１を出力するエラーアンプ５と、差動入力信号Ｖ_INの振幅を検出する検出回路６と、検出回路６によって検出された入力信号振幅値が設定値Ｖｒｅｆ２を超えたときに入力信号振幅値と設定値Ｖｒｅｆ２との差分に応じて可変利得アンプ１ａの制御信号Ｖｃｏｎｔ２を出力する制御回路７とから構成される。

【0017】

制御回路７は、検出回路６によって検出された入力信号振幅値が設定値Ｖｒｅｆ２を超えたときに、例えば入力信号振幅値と設定値Ｖｒｅｆ２との差分の係数倍の制御信号Ｖｃｏｎｔ２を出力する。すなわち、制御信号Ｖｃｏｎｔ２は、入力信号振幅値と設定値Ｖｒｅｆ２との差が大きくなる程、電圧値が高くなる。

【0018】

本実施例では、自動利得制御アンプのダイナミックレンジ改善のため、出力振幅に応じて可変利得アンプ１ａの利得を制御する従来のフィードバック型自動利得制御に、フィードフォワード型自動利得制御を追加する。これにより、本実施例では、入力信号振幅に応じて可変利得アンプ１ａの線形動作入力範囲を可変とすることができ、従来の可変利得アンプに比べてダイナミックレンジを拡大することができる。

【0019】

本実施例の可変利得アンプ１ａは、線形動作入力範囲をフィードフォワードにより制御することができる。入力信号Ｖ_INの振幅を検出回路６で検出し、制御回路７により線形動作入力範囲制御信号Ｖｃｏｎｔ２を生成する。この制御信号Ｖｃｏｎｔ２を可変利得アンプ１ａの後述する線形動作入力範囲調整用可変電流源に印加し、可変利得アンプ１ａの信号入力部のトランジスタの電流量を調整することで、可変利得アンプ１ａの線形動作入力範囲を制御する。

【0020】

図２は、本実施例の可変利得アンプ１ａの構成を示す回路図である。可変利得アンプ１ａは、制御信号Ｖｃｏｎｔ１に応じて出力振幅の調整を行う四象限乗算器型（ギルバートセル型）可変利得部１０と、一端が正の電源電圧Ｖｃｃ（第１の電源電圧）に接続され、他端が差動出力端子（ｖｏｕｔ＋，ｖｏｕｔ－）に接続された負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と四象限乗算器型可変利得部１０との間にカスコード接続されたトランジスタＱ８，Ｑ９と、差動入力信号ｖｉｎ＋，ｖｉｎ－を入力とする信号入力部１１と、四象限乗算器型可変利得部１０と負の電源電圧Ｖｅｅ（第２の電源電圧）との間に、信号入力部１１の２つの信号入力用トランジスタＱ５，Ｑ６のそれぞれと差動対を構成するように挿入された２つの電流源トランジスタＱ１０，Ｑ１１を含む線形動作入力範囲調整用可変電流源１２と、信号入力部１１および線形動作入力範囲調整用可変電流源１２と負の電源電圧Ｖｅｅとの間に設けられたテール電流源１３とから構成される。

【0021】

負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２の抵抗値は同一の値である。本実施例では、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を流れる直流電流は、フィードフォワード・フィードバックによる制御によらず一定である。そのため、差動出力信号ｖｏｕｔ＋，ｖｏｕｔ－のオフセット電圧が変動しない。これにより、本実施例では、可変利得アンプ１ａの後続回路への影響を考慮する必要をなくすことができる。

【0022】

可変利得アンプ１ａの出力部には、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と四象限乗算器型可変利得部１０との間にカスコード接続されたトランジスタＱ８，Ｑ９が配置される。トランジスタＱ８のベースにはバイアス電圧Ｖｂ１が入力され、コレクタは負荷抵抗Ｒｃ１および正相出力端子（ｖｏｕｔ＋）に接続され、エミッタは四象限乗算器型可変利得部１０のトランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ９のベースにはバイアス電圧Ｖｂ１が入力され、コレクタは負荷抵抗Ｒｃ２および逆相出力端子（ｖｏｕｔ－）に接続され、エミッタは四象限乗算器型可変利得部１０のトランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタに接続される。

【0023】

図７に示した従来の可変利得アンプ１の場合、正相出力端子（ｖｏｕｔ＋）に２つのトランジスタＱ１，Ｑ３が接続され、逆相出力端子（ｖｏｕｔ－）にも２つのトランジスタＱ２，Ｑ４が接続されており、これらトランジスタＱ１～Ｑ４が大きな利得を有するため、大きなミラー容量が出力端子に接続されることになる。このため、可変利得アンプ１の周波数特性において低周波帯域に第二極が生成され、可変利得アンプ１の遮断周波数に低下が生じる。

【0024】

これに対して、本実施例では、出力端子（ｖｏｕｔ＋，ｖｏｕｔ－）と四象限乗算器型可変利得部１０との間にトランジスタＱ８，Ｑ９を挿入することにより、出力端子の容量を低下させることができ、可変利得アンプ１ａの周波数帯域を向上させることができる。

【0025】

四象限乗算器型可変利得部１０は、ベースにバイアス電圧Ｖｂ２、制御信号Ｖｃｏｎｔ１が入力される差動対を構成する振幅調整用トランジスタＱ１，Ｑ２と、ベースに制御信号Ｖｃｏｎｔ１、バイアス電圧が入力される差動対を構成する振幅調整用トランジスタＱ３，Ｑ４と、一端が振幅調整用トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のエミッタに接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ６とから構成される。

【0026】

振幅調整用トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタは、トランジスタＱ８を介して正相の負荷抵抗Ｒｃ１および正相出力端子（ｖｏｕｔ＋）に接続される。振幅調整用トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタは、トランジスタＱ９を介して逆相の負荷抵抗Ｒｃ２および逆相出力端子（ｖｏｕｔ－）に接続される。振幅調整用トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは、エミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４を介して正相の信号入力用トランジスタＱ５のコレクタに接続される。振幅調整用トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは、エミッタ抵抗Ｒｅ５，Ｒｅ６を介して逆相の信号入力用トランジスタＱ６のコレクタに接続される。エミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ６の抵抗値は同一の値である。
四象限乗算器型可変利得部１０の動作は、図７、図８で説明した動作と同様なので、詳細な説明は省略する。

【0027】

信号入力部１１は、ベースに正相入力信号ｖｉｎ＋が入力され、コレクタが四象限乗算器型可変利得部１０のエミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４に接続された信号入力用トランジスタＱ５と、ベースに逆相入力信号ｖｉｎ－が入力され、コレクタが四象限乗算器型可変利得部１０のエミッタ抵抗Ｒｅ５，Ｒｅ６に接続された信号入力用トランジスタＱ６と、一端が信号入力用トランジスタＱ５のエミッタに接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ１と、一端が信号入力用トランジスタＱ６のエミッタに接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ２とから構成される。

【0028】

線形動作入力範囲調整用可変電流源１２は、ベースに制御信号Ｖｃｏｎｔ２が入力され、コレクタが四象限乗算器型可変利得部１０のエミッタ抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４に接続された電流源トランジスタＱ１０と、ベースに制御信号Ｖｃｏｎｔ２が入力され、コレクタが四象限乗算器型可変利得部１０のエミッタ抵抗Ｒｅ５，Ｒｅ６に接続された電流源トランジスタＱ１１と、一端が電流源トランジスタＱ１０のエミッタに接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ７と、一端が電流源トランジスタＱ１１のエミッタに接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ８とから構成される。エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ７，Ｒｅ８の抵抗値は同一の値である。

【0029】

電流源トランジスタＱ１０は、信号入力用トランジスタＱ５と差動対を構成するように追加される。同様に、電流源トランジスタＱ１１は、信号入力用トランジスタＱ６と差動対を構成するように追加される。トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ１０，Ｑ１１の各エミッタは、エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ７，Ｒｅ８を介して互いに接続される。

【0030】

線形動作入力範囲調整用可変電流源１２は、従来、信号入力用トランジスタＱ５，Ｑ６に流れていた電流のうち、制御信号Ｖｃｏｎｔ２に応じた任意の量の電流を電流源トランジスタＱ１０，Ｑ１１に分流させる。これにより、信号入力部１１の入力信号依存性を緩和することができ、可変利得アンプ１ａの線形動作入力範囲を拡大することができる。

【0031】

線形動作入力範囲調整用可変電流源１２の動作原理について図３（Ａ）、図３（Ｂ）を用いて説明する。ただし、図３（Ａ）では、説明の簡易化のために、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と線形動作入力範囲調整用可変電流源１２とテール電流源トランジスタＱ７のみを記載している。また、図３（Ｂ）では、図３（Ａ）の回路のうち正相側を流れる電流のみを記載している。

【0032】

本実施例では、信号入力用トランジスタＱ５に電流源トランジスタＱ１０を並列に接続し、信号入力用トランジスタＱ５に流れていた電流（図３（Ａ）のＩｏｕｔ＋）のうち、制御信号Ｖｃｏｎｔ２に応じた任意の量の電流Ｉｃｏｎｔを電流源トランジスタＱ１０に分流させる。信号入力用トランジスタＱ６と電流源トランジスタＱ１１についても同様である。本実施例における信号入力部１１および線形動作入力範囲調整用可変電流源１２の電圧電流利得は、以下の式で表すことできる。

【0033】

【数2】

【0034】

式（２）において、Ｉｔａｉｌはテール電流源トランジスタＱ７を流れる電流、Ｖｔａｉｌはテール電流源トランジスタＱ７のコレクタ電圧、Ｚｔａｉｌは正相入力端子（ｖｉｎ＋）から見た信号入力部１１および線形動作入力範囲調整用可変電流源１２のインピーダンスである。

【0035】

本実施例では、電流源トランジスタＱ１０，Ｑ１１に分流させる電流Ｉｃｏｎｔの量を制御信号Ｖｃｏｎｔ２で制御することにより、信号入力部１１および線形動作入力範囲調整用可変電流源１２の利得を制御することができる。本実施例では、負荷抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を流れる電流量が一定で、出力信号ｖｏｕｔ＋，ｖｏｕｔ－の最大出力振幅も変化しないため、ダイナミックレンジを拡大することができる。

【0036】

テール電流源１３は、ベースにバイアス電圧Ｖｂ３が入力され、コレクタがエミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ７，Ｒｅ８に接続され、エミッタが負の電源電圧Ｖｅｅに接続されたテール電流源トランジスタＱ７から構成される。

【0037】

図４に従来および本実施例の可変利得アンプの線形可変利得範囲のシミュレーション結果を示す。図４の横軸は周波数、縦軸は差動利得である。図４の４００は従来および本実施例の可変利得アンプ１，１ａの正相出力信号ｖｏｕｔ＋の周波数特性を示し、４０１は従来の可変利得アンプ１の逆相出力信号ｖｏｕｔ－の周波数特性を示し、４０２は本実施例の可変利得アンプ１ａの逆相出力信号ｖｏｕｔ－の周波数特性を示している。図４によれば、帯域特性を悪化させることなく、従来の可変利得アンプ１の線形可変利得範囲２０．３ｄＢに対して、本実施例では９ｄＢ高い２９ｄＢを実現できることができる。

【0038】

図５に従来および本実施例の可変利得アンプのダイナミックレンジのシミュレーション結果を示す。図５の横軸は差動入力信号振幅、縦軸は全高調波歪率である。図５の５００は従来の可変利得アンプ１の全高調波歪率特性を示し、５０１は本実施例の可変利得アンプ１ａの全高調波歪率特性を示している。５０２は従来の可変利得アンプ１のダイナミックレンジを示し、５０３は本実施例の可変利得アンプ１ａのダイナミックレンジを示している。図５によれば、本実施例では、従来の可変利得アンプ１に対してダイナミックレンジを３倍に拡大できていることが分かる。

【0039】

なお、上記の設定値Ｖｒｅｆ２は、線形動作入力範囲調整用可変電流源１２がない場合、すなわち可変利得アンプが図７に示した従来構成で、フィードフォワード制御をしない場合の可変利得アンプの線形動作入力範囲に含まれる入力信号振幅値の最大値に設定しておけばよい。

【産業上の利用可能性】

【0040】

本発明は、アンプの利得調整を行う技術に適用することができる。

【符号の説明】

【0041】

１ａ…可変利得アンプ、２…ポストアンプ、３…バッファ、４，６…検出回路、５…エラーアンプ、７…制御回路、１０…四象限乗算器型可変利得部、１１…信号入力部、１２…線形動作入力範囲調整用可変電流源、１３…テール電流源、Ｑ１～Ｑ１２…トランジスタ、Ｒｃ１，Ｒｃ２…負荷抵抗、Ｒｅ１～Ｒｅ８…エミッタ抵抗。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】