(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-03-26
(45)【発行日】2024-04-03
(54)【発明の名称】昇圧型スイッチングレギュレータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20240327BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 C
H02M3/155 F
【請求項の数】
14
(21)【出願番号】P 2020145479
(22)【出願日】2020-08-31
(65)【公開番号】P2022040668
(43)【公開日】2022-03-11
【審査請求日】2023-07-21
(73)【特許権者】
【識別番号】000191238
【氏名又は名称】日清紡マイクロデバイス株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000785
【氏名又は名称】ＳＳＩＰ弁理士法人
(72)【発明者】
【氏名】森 裕樹
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１５－０５６９８６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１４－００３８５０（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２００７／００８７４８（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開２０２１－０７８３１２（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流の入力電圧をコイルおよびスイッチング素子を介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記コイルおよび前記スイッチング素子と直列に接続されているロードスイッチと、
前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、
前記スイッチング素子を流れる電流を表す電流検出信号を生成する電流検出回路と、
スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に時間幅の可変または切替可能なブランキング期間を挿入するブランキング回路を含み、前記ブランキング期間の終了時以後に前記電流検出信号が第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする第１の保護回路と、
スイッチングの各サイクルにおいてオン時間中に前記電流検出信号が前記第１の監視値より高い第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにする第２の保護回路と、
を有する昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項2】
前記ブランキング回路は、前記ブランキング期間の時間幅を第１の時間幅とそれより大きい第２の時間幅との間で切替可能とし、所定の事象の有無または状況に応じて前記第１の時間幅または前記第２の時間幅のいずれかを選択する、請求項１に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項3】
負荷に印加される出力電圧が所定の閾値より高いか低いかを監視するための電圧監視回路が設けられ、前記ブランキング回路は、前記電圧監視回路の出力信号に基づいて、前記出力電圧が前記閾値より高い間は前記第１の時間幅を選択し、前記出力電圧が前記閾値より低くなったときに前記第２の時間幅を選択する、
請求項２に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項4】
前記ブランキング回路は、前記出力電圧が前記閾値より低くなった直後のスイッチングの１サイクルまたは数サイクルでのみ前記第２の時間幅を選択し、それ以外のサイクルでは前記第１の時間幅を選択する、請求項３に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項5】
前記第１の保護回路は、スイッチングの各サイクルにおいて、前記電流検出信号を監視し、前記電流検出信号が前記第１の監視値を超えた時に第１の過電流検知信号を発生する第１の過電流監視回路と、
前記ブランキング期間中は前記第１の過電流監視回路より前記第１の過電流検知信号が発生されてもそれを無効にし、前記ブランキング期間の終了時以降に前記第１の過電流監視回路より前記第１の過電流検知信号が発生されたときに、それに応動して前記スイッチング制御部に前記スイッチング素子をオフにする電流制限指示信号を与えるゲート回路と、
を有し、
前記ブランキング回路は、前記ゲート回路より前記電流制限指示信号が発生されていない間は前記第１の時間幅を選択し、前記ゲート回路より不意に前記電流制限指示信号が発生されたときに前記第２の時間幅を選択する、
請求項２に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項6】
前記ブランキング回路は、前記ゲート回路より前記電流制限指示信号が不意に発生された直後のスイッチングの１サイクルまたは数サイクルでのみ前記第２の時間幅を選択する、請求項５に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項7】
前記第２の保護回路は、スイッチングの各サイクルにおいて、前記電流検出信号を監視し、前記電流検出信号が前記第２の監視値を超えた時に第２の過電流検知信号を発生する第２の過電流監視回路と、
前記第２の過電流監視回路より前記第２の過電流検知信号が発生されたときは、それに応動して前記ロードスイッチをオフにする遮断指示信号を発生する遮断・復帰回路と、
を有する、請求項２～６のいずれか一項に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項8】
前記スイッチング制御部は、起動時または再起動時に、ソフトスタートで前記デューティ比を漸次的に増大させ、前記ブランキング回路は、起動時または再起動時に、最初は前記第２の時間幅を選択し、起動または再起動が実質的に完了した後は前記第１の時間幅を選択する、
請求項２に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項9】
前記第２の保護回路は、前記ロードスイッチをオフにするときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子のオン・オフ動作を停止する、請求項１～８のいずれか一項に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項10】
直流の入力電圧をコイルおよびスイッチング素子を介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記コイルおよび前記スイッチング素子と直列に接続されているロードスイッチと、
前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、
スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、所定の事象の有無または状況に応じて条件的にオン時間の開始直後にブランキング期間を挿入し、前記ブランキング期間の間に前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記ブランキング期間の終了時以後に前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部と、
を有する昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項11】
前記保護部は、前記事象の種類または内容に応じて、前記ブランキング期間の時間幅を可変し、または複数の設定時間幅の間で切り替える、請求項１０に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項12】
直流の入力電圧をコイルおよびスイッチング素子を介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記コイルおよび前記スイッチング素子と直列に接続されているロードスイッチと、
前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、
スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に時間幅の可変または切替可能な第１の部分監視期間を設け、前記第１の部分監視期間の中で前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記第１の部分監視期間の終了後の残りの第２の部分監視期間の中で前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部と、
を有する昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項13】
直流の入力電圧をコイルおよびスイッチング素子を介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記コイルおよび前記スイッチング素子と直列に接続されているロードスイッチと、
前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、
スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に第１の部分監視期間を設け、前記第１の部分監視期間の中で前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記第１の部分監視期間の終了後の残りの第２の部分監視期間の中で前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部と、
を有する昇圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項14】
前記保護部は、前記ロードスイッチをオフにするときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子のオン・オフ動作を停止する、請求項１０～１３のいずれか一項に記載の昇圧型スイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、スイッチング素子を天絡から保護する回路を有する昇圧型スイッチングレギュレータに関する。
【背景技術】
【0002】
今日、スイッチングレギュレータは、直流電圧で動作する装置向けの小型軽量・高効率の電源として、特に電池や蓄電池を使用する移動体や可搬型機器用のＤＣ－ＤＣコンバータとして、需要がますます高まっている。一方で、スイッチングレギュレータにおける安全性および信頼性の要求性能もますます高くなっている。
【0003】
スイッチングレギュレータの多くは、過電流や短絡等から電源および負荷を保護するための保護回路を備えている。一般に、この種の保護回路は、スイッチング素子を流れる電流を検出し、その電流検出値が所定の監視値または閾値を超えたときに、不所望に大きな電流つまり過電流が流れているものと判断する。保護回路は、そのような過電流を検知したときに、パルス幅変調信号の各サイクルのオン時間を制限して負荷に電流を流し続ける過電流制限型（パルスバイパルス方式）と、スイッチング素子のオン・オフ動作を停止して負荷への電流供給を断つ遮断型とがあり、両方式を組み合わせることも可能である。
【0004】
過電流制限型は、一時的な過負荷に対して誤動作を防止できる反面、過電流を制限しても制限値付近で流し続けると、そのうち装置が多量の発熱や破壊を生ずるおそれがある。そこで、過電流の検知が連続する多数のサイクルにわたって長く続くときは、検知回数をカウントし、検知回数が設定回数に達した時点で、遮断型の仕方によりスイッチング動作を完全に止めて出力電流を断つ技法が従来から行われている。
【0005】
もっとも、連続する多数のサイクルにわたって過電流の検知回数をカウントしている間に過電流を制限しきれなくなったときは、設定回数に達する前に装置回路が破壊するおそれがある。そこで、過電流の検知回数をカウントしてパルスバイパルス方式の電流制限を継続している間に、過電流が一段と増して短絡検知用の高い第２の閾値を超えたときは、検知回数がまだ設定回数に達していなくても、その時点でスイッチング動作を停止して出力電流を断つようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特開２０１４－３８５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
昇圧型のスイッチングレギュレータは、基本構成として、入力端子と出力端子との間にチョークコイルとダイオードを直列に設け、チョークコイルとダイオード間の第１のノードとグランド電位との間にスイッチング素子を設け、ダイオードと出力端子間の第２のノードとグランド電位との間にコンデンサを設けている。このような昇圧型スイッチングレギュレータにおいては、何らかの原因でチョークコイルで短絡またはレアショートが起きると、第１のノードが天絡し、それによってスイッチング素子に異常な過電流が流れて、スイッチング素子の破壊を招くことが問題になっている。
【0008】
この点に関して、従来のスイッチングレギュレータでは、如何なる過電流に対しても常に優先的に過電流制限型の保護回路が働いて低い方の第１の閾値付近に制限しようとする。このため、当初から高い第２の閾値を超えそうな異常な過電流であっても、パルスバイパルスの電流制限を受けて、第２の閾値を超えるまでの時間を引き延ばされ、その間にスイッチング素子が多量に発熱して破壊することがある。特に、レアショートのようにそれほど低くないインピーダンスでスイッチング素子に異常な過電流が流れる場合には、パルスバイパルスの電流制限がほどほどに作用するため、上記引き延ばしの時間が長引いて、スイッチング素子の多量発熱・熱破壊が生じやすい。
【0009】
本発明は、かかる従来技術の課題を解決するものであり、スイッチング素子を天絡から安全適確に保護することができる昇圧型スイッチングレギュレータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【0010】
本発明の第１の観点における昇圧型スイッチングレギュレータは、直流の入力電圧をコイルおよびスイッチング素子を介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記コイルおよび前記スイッチング素子と直列に接続されているロードスイッチと、前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、前記スイッチング素子を流れる電流を表す電流検出信号を生成する電流検出回路と、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に時間幅の可変または切替可能なブランキング期間を挿入するブランキング回路を含み、前記ブランキング期間の終了時以後に前記電流検出信号が第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフする第１の保護回路と、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間中に前記電流検出信号が前記第１の監視値より高い第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにする第２の保護回路とを有する。
【0011】
上記構成の昇圧スイッチングレギュレータにおいては、スイッチングの各サイクルにおいて、オン時間の開始直後のブランキング期間中は、スイッチング素子を流れる電流に対応する電流検出信号が低い方の第１の監視値を超えただけではロードスイッチおよびスイッチング素子のいずれもオフにせず、高い方の第２の監視値を超えたときにロードスイッチをオフにして電力供給ラインを遮断する。そして、電流検出信号がブランキング期間中に第２の監視値を超えずブランキング期間中またはブランキング期間の終了時以後に第１の監視値を超えたときは、スイッチング素子をオフにして当該サイクルのオン時間を途中で終了する。このように、オン時間の開始直後に上記のような作用をもたらすブランキング期間を挿入することで、天絡に起因する異常な過電流をパルスバイパルスの電流制限によって引き延ばすことなく早期に電力供給ラインを遮断してスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。しかも、ブランキング期間の時間幅を可変しまたは複数の設定時間幅の間で切り替えることで、レアショートのようにそれほど低くないインピーダンスの天絡が発生した場合にも、異常な過電流状態を引き延ばすことなく迅速適確に電力供給ラインを遮断することが可能であり、スイッチング素子が多量に発熱ないし破壊する事態を未然に防ぐことができる。
【0012】
本発明の第２の観点における昇圧型スイッチングレギュレータは、直流の入力電圧をスイッチング素子およびコイルを介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記スイッチング素子および前記コイルと直列に接続されているロードスイッチと、前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、所定の事象の有無または状況に応じて条件的にオン時間の開始直後にブランキング期間を挿入し、前記ブランキング期間の間に前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記ブランキング期間の終了時以後に前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部とを有する。
【0013】
上記構成の昇圧型スイッチングレギュレータにおいては、スイッチングの特定のサイクルで（たとえば、出力電圧の異常な低下が検出された直後の１サイクルまたは数サイクルに限定して）、オン時間の開始直後にブランキング期間が挿入された場合には、ブランキング期間中にスイッチング素子を流れる電流に対応する電流検出信号が低い方の第１の監視値を超えただけではロードスイッチおよびスイッチング素子のいずれもオフにせず、高い方の第２の監視値を超えたときにロードスイッチをオフにして電力供給ラインを遮断する。そして、電流検出信号がブランキング期間中に第２の監視値を超えずブランキング期間の終了時以後に第１の監視値を超えたときは、スイッチング素子をオフして当該サイクルのオン時間を途中で終了する。このように、出力電圧の異常な低下等が検出されたときは、オン時間の開始直後に上記のような作用をもたらすブランキング期間を挿入することで、天絡に起因する異常な過電流をパルスバイパルスの電流制限によって引き延ばすことなく早期に電力供給ラインを遮断してスイッチング素子の発熱ないし破壊を防止することができる。
【0014】
本発明の第３の観点における昇圧型スイッチングレギュレータは、直流の入力電圧をスイッチング素子およびコイルを介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記スイッチング素子および前記コイルと直列に接続されているロードスイッチと、前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に時間幅の可変または切替可能な第１の部分監視期間を設け、前記第１の部分監視期間の中で前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記第１の部分監視期間の終了後の残りの第２の部分監視期間の中で前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部とを有する。
【0015】
上記構成の昇圧型スイッチングレギュレータにおいては、スイッチングの各サイクルにおいて、オン時間の開始直後の第１の部分監視期間中は、スイッチング素子を流れる電流に対応する電流検出信号が低い方の第１の監視値を超えただけではロードスイッチおよびスイッチング素子のいずれもオフにせず、高い方の第２の監視値を超えたときにロードスイッチをオフにして電力供給ラインを遮断する。そして、電流検出信号が第１の部分監視期間中に第２の監視値を超えず第２の部分監視期間中に第１の監視値を超えたときは、スイッチング素子をオフにして当該サイクルのオン時間を途中で終了する。このように、スイッチングの各サイクルのオン時間に上記のような作用をもたらす第１および第２の部分監視期間を設定することで、異常な過電流をパルスバイパルスの電流制限によって引き延ばすことなく早期に電力供給ラインを遮断してスイッチング素子の発熱ないし破壊を防ぐことができる。しかも、第１の部分監視期間の時間幅を可変しまたは複数の設定時間幅の間で切り替えることで、レアショートのようにそれほど低くないインピーダンスの天絡が発生した場合にも、異常な過電流状態を引き延ばすことなく迅速適確に電力供給ラインを遮断することが可能であり、スイッチング素子が多量に発熱ないし破壊する事態を未然に防ぐことができる。
【0016】
本発明の第４の観点における昇圧型スイッチングレギュレータは、直流の入力電圧をスイッチング素子およびコイルを介して前記入力電圧より高い直流の出力電圧に変換する昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記スイッチング素子および前記コイルと直列に接続されているロードスイッチと、前記スイッチング素子を一定の周波数および可変のディーティ比でオン・オフさせるスイッチング制御部と、スイッチングの各サイクルにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に第１の部分監視期間を設け、前記第１の部分監視期間の中で前記電流が前記第２の監視値を超えたときは、前記ロードスイッチをオフにし、前記第１の部分監視期間の終了後の残りの第２の部分監視期間の中で前記電流が前記第１の監視値を超えたときは、前記スイッチング制御部を通じて前記スイッチング素子を途中でオフにする保護部とを有する。
【0017】
上記構成の昇圧型スイッチングレギュレータにおいては、スイッチングの各サイクルにおいて、オン時間の開始直後の第１の部分監視期間中は、スイッチング素子を流れる電流に対応する電流検出信号が低い方の第１の監視値を超えただけではロードスイッチおよびスイッチング素子のいずれもオフにせず、高い方の第２の監視値を超えたときに、ロードスイッチをオフにして電力供給ラインを遮断する。そして、電流検出信号が第１の部分監視期間中に第２の監視値を超えず第２の部分監視期間中に第１の監視値を超えたときは、スイッチング素子をオフして当該サイクルのオン時間を途中で終了する。このように、スイッチングの各サイクルのオン時間に上記のような作用をもたらす第１および第２の部分監視期間を設定することで、異常な過電流をパルスバイパルスの電流制限によって引き延ばすことなく早期に電力供給ラインを遮断して、スイッチング素子の発熱ないし破壊を防止することができる。
【0018】
本発明の好適な実施態様においては、ロードスイッチをオフにするときは、スイッチング制御部を通じてスイッチング素子のオン・オフ動作を停止する。このように、天絡発生時には、電源供給ラインの遮断に重ねて、スイッチング素子自体をオフ状態に保持することにより、スイッチング素子をより安全確実に保護するとともにスイッチング制御部をより安定に動作させることができる。
【発明の効果】
【0019】
本発明の昇圧型スイッチングレギュレータによれば、上記のような構成および作用により、スイッチング素子を天絡から安全適確に保護し、さらにはレアショート等のようにそれほど低くないインピーダンスで異常な過電流が発生した場合でも適確に保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【発明を実施するための形態】
【0021】
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
［スイッチングレギュレータの全体構成］
［スイッチングレギュレータの全体構成］
【0022】
図１に、本発明の一実施形態における昇圧型スイッチングレギュレータの全体構成を示す。この昇圧型スイッチングレギュレータは、入力端子１０より入力される直流の電圧ＶＤＤをそれより高い一定の電圧値に制御された直流の電圧ＶＯＵＴに変換して出力端子１２より負荷に供給するＤＣ－ＤＣコンバータとして構成されている。通常、負荷は出力端子１２とグランド電位端子との間に接続される。入力端子１０は、たとえば電池または蓄電池（図示せず）に接続される。
【0023】
この昇圧型スイッチングレギュレータは、基本構成として、昇圧チョッパ回路１６およびスイッチング制御部１８を有している。昇圧チョッパ回路１６は、入力端子１０と出力端子１２との間にチョークコイル１１とダイオード１３を直列に接続し、チョークコイル１１とダイオード１３間のノードＮＡとグランド電位との間にスイッチング素子１４を接続し、ダイオード１３と出力端子１２間のノードＮＢとグランド電位との間にコンデンサ１５を接続している。スイッチング素子１４は、好ましくは高速にオン・オフ可能な半導体スイッチング素子でよく、たとえばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタであってよい。
【0024】
スイッチング制御部１８は、電圧検出回路２２、誤差増幅器２４、基準電圧回路２６およびスイッチング回路２８を含んでいる。
【0025】
電圧検出回路２２は、昇圧チョッパ回路１６の出力端側に得られる出力電圧ＶＯＵＴを検出して、これを表す電圧検出信号ＦＢを誤差増幅器２４に与える。誤差増幅器２４には、基準電圧回路２６より２種類の基準電圧ＶＲＥＦ３，ＳＳＴも与えられる。一方の基準電圧ＶＲＥＦ３は、出力電圧ＶＯＵＴの設定値に対応する一定の電圧レベルを有している。他方の基準電圧ＳＳＴは、起動時または再起動時に出力電圧ＶＯＵＴを緩やかに立ち上げるソフトスタートのためのもので、可変の電圧レベルを有する。より詳しくは、基準電圧ＳＳＴは、起動時または再起動時に、固定レベルの基準電圧ＶＲＥＦ３より低いグランド電位からＶＲＥＦ３より高い入力電圧ＶＤＤのレベルへ漸次的に上昇する。そして、スイッチング動作を停止してシャットダウンするときは、基準電圧ＳＳＴがそれまでのＶＤＤレベルから瞬時にグランド電位にドロップするようになっている。
【0026】
誤差増幅器２４は、電圧検出回路２２からの電圧検出信号ＦＢを基準電圧回路２６からの基準電圧ＶＲＥＦ３，ＳＳＴのうちの低い方と比較して比較誤差を表す誤差信号ＥＲを生成するように構成されている。定常状態では、ＳＳＴ＞ＶＲＥＦ３であり、誤差増幅器２４は、電圧検出信号ＦＢを低い方の基準電圧ＶＲＥＦ３と比較して得られる誤差信号ＥＲをスイッチング回路２８に与える。
【0027】
スイッチング回路２８は、スイッチングの周波数で鋸波信号あるいは三角波信号等のランプ信号を発生する発振回路と、誤差増幅器２４からの誤差信号ＥＲをランプ信号と比較して両者の大小関係を二値の電圧レベル（Ｈレベル／Ｌレベル）で表すパルス幅変調信号を出力するコンパレータと、パルス幅変調信号に応じた駆動信号ＤＲＶによりスイッチング素子１４をオン・オフ駆動するドライバ回路等を含んでいる。
【0028】
スイッチング制御部１８は、上記の構成により、スイッチング素子１４を一定のスイッチング周波数および可変のデューティ比でオン・オフさせる。ここで、スイッチング素子１４がオンしている期間中は、入力端子１０からチョークコイル１１およびスイッチング素子１４を通ってグランド電位端子に電流が流れ、チョークコイル１１に電磁エネルギーが蓄積される。その際、チョークコイル１１には、入力電圧ＶＤＤに逆らう誘導起電力が発生する。スイッチング素子１４がオフしている期間中は、チョークコイル１１よりダイオード１３を介してコンデンサ１５ないし負荷に電磁エネルギーが放出（供給）され、その際チョークコイル１１には電流を流し続けるように入力電圧ＶＤＤと同じ向きの誘導起電力が発生する。こうして、出力端子１２には入力電圧ＶＤＤより高い出力電圧ＶＯＵＴが得られる。スイッチング制御部１８は、出力電圧ＶＯＵＴをフィードバック制御によって設定値付近に維持しながら、時間的に連続する出力電流ＩＬを負荷に供給する。
【0029】
この昇圧型スイッチングレギュレータは、上記のような昇圧チョッパ回路１６およびスイッチング制御部１８に加えて、ロードスイッチ２００、ロードスイッチ駆動回路２０２および保護部２０を有している。
【0030】
ロードスイッチ２００は、好ましくはＭＯＳＦＥＴからなり、電力供給ライン上でチョークコイル１１およびスイッチング素子１４と直列に接続されている。より詳細には、ロードスイッチ２００は、電源供給ライン上で入力端子１０とチョークコイル１１との間（またはチョークコイル１１とノードＮＡとの間）に設けられる。ロードスイッチ駆動回路２０２は、正常時はロードスイッチ２００をオン状態に保ち、保護部２０より後述する遮断指示信号ＯＣＰ２を受け取ると、これに応動してロードスイッチ２００をオフ状態にするようになっている。
【0031】
この実施形態における保護部２０は、電流検出回路３０、小過電流監視回路（第１の過電流監視回路）３２、ブランキング回路３４、ゲート回路３６、大過電流監視回路（第２の過電流監視回路）３８および遮断・復帰回路４０を有している。このうち、小過電流監視回路３２、ブランキング回路３４およびゲート回路３６は、過電流制限回路（第１の保護回路）４２を構成する。一方、大過電流監視回路３８および遮断・復帰回路４０は、短絡保護回路（第２の保護回路）４４を構成する。
【0032】
保護部２０は、後述するように、スイッチングの各サイクルにおいてスイッチング素子１４を流れる電流ＩＳを所定の第１の監視値（低監視値）とそれより高い所定の第２の監視値（高監視値）とを用いて監視し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後に時間幅の可変または切替可能な第１の部分監視期間（ブランキング期間ＢＴ）を設け、第１の部分監視期間（ＢＴ）の中で電流ＩＳが第２の監視値を超えたときは、ロードスイッチ駆動回路２０２を通じてロードスイッチ２００をオフにすると同時に、スイッチング制御部１８を通じてスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止し、第１の部分監視期間（ＢＴ）の終了時以後の残りの第２の部分監視期間の中で電流ＩＳが第１の監視値を超えたときは、スイッチング制御部１８を通じてスイッチング素子１４を途中でオフにするようなっている。
【0033】
スイッチング制御部１８のスイッチング回路２８より出力される信号ＤＲＶは、上記のようにスイッチング素子１４に対して駆動信号として与えられるだけでなく、保護部２０のブランキング回路３４、電流検出回路３０および両過電流監視回路３２，３８に対してもスイッチング素子１４のオン・オフ状況を示すタイミング用の制御信号として与えられる。
【0034】
電流検出回路３０は、スイッチング回路２８からのタイミング制御信号ＤＲＶに応動し、スイッチングの各サイクルＣＹｉ毎に、スイッチング素子１４を流れる電流ＩＳを電流センサ４６を介して検出し、電流ＩＳの波形を表す電流検出信号ＶＯＣＰを生成するように構成されている。この電流検出信号ＶＯＣＰは、両過電流監視回路３２，３８に与えられる。
【0035】
過電流制限回路４２の小過電流監視回路３２は、スイッチング回路２８からのタイミング制御信号ＤＲＶに応動して、スイッチングの各サイクルＣＹｉのオン時間中に電流検出信号ＶＯＣＰを監視し、電流検出信号ＶＯＣＰがパルスバイパルス用の低い方の監視値（第１の監視値）ＶＲＥＦ１を超えたときに、小過電流検知信号ＥＸＤ１（第１の過電流検知信号）を発生する。この小過電流検知信号ＥＸＤ１はゲート回路３６に入力される。
【0036】
ゲート回路３６には、ブランキング回路３４からのパルス信号またはブランキング信号ＢＬＫも入力される。このブランキング信号ＢＬＫは、スイッチングの各サイクルＣＹｉのオン時間ＴＯＮの開始直後にブランキング期間ＢＴを挿入するためのものであり、そのパルス幅がブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを規定する。
【0037】
ブランキング回路３４は、スイッチング回路２８からのタイミング制御信号ＤＲＶを入力するだけでなく、電圧検出回路２２からの電圧検出信号ＦＢ、基準電圧回路２６からの可変の基準電圧ＳＳＴおよびゲート回路３６からの後述する電流制限指示信号ＯＣＰ１を各事象の有無または状況を示す事象情報信号として入力する。
【0038】
ブランキング回路３４は、各事象情報信号ＦＢ，ＳＳＴ，ＯＣＰ１に基づいてブランキング信号ＢＬＫの発生条件や特性等を制御または選択し、特にブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを可変し、または複数の設定時間幅（たとえば後述する通常時間幅ＴＷＳ，拡張時間幅ＴＷＬ）の間で切り替えるように構成されている。ブランキング回路３４の詳細な構成および作用については、後に詳しく説明する。
【0039】
ゲート回路３６は、ブランキング信号ＢＬＫのパルスが持続している間つまりブランキング期間ＢＴ中は、小過電流監視回路３２より小過電流検知信号ＥＸＤ１が発生されても、これを無効にする。しかし、ブランキング信号ＢＬＫの持続時間（ブランキング期間ＢＴ）が終了した後は、小過電流監視回路３２より小過電流検知信号ＥＸＤ１が発生されると、これに応動してスイッチング回路２８に対して電流制限指示信号ＯＣＰ１を出力する。スイッチング回路２８は、ゲート回路３６より電流制限指示信号ＯＣＰ１を受け取ると、直ちにスイッチング素子１４をオフし、当該サイクルＣＹｉのオン時間ＴＯＮを途中で終了するようになっている。
【0040】
このように、過電流制限回路４２は、スイッチングの各サイクルＣＹｉにおいてオン時間ＴＯＮの開始直後に時間幅ＴＷの可変または切替可能なブランキング期間ＢＴを挿入するブランキング回路３４を有している。そして、過電流制限回路４２は、スイッチングの各サイクルＣＹｉにおいて、電流検出回路３０より与えられる電流検出信号ＶＯＣＰをパルスバイパルス用の低監視値ＶＲＥＦ１を用いて監視し、ブランキング期間ＢＴ中は電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えてもスイッチング回路２８に対して何の働きもしないで、ブランキング期間ＢＴの終了時以後に電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えたときは、直ちにスイッチング素子１４をオフさせるための電流制限指示信号ＯＣＰ１をスイッチング回路２８に与えるようになっている。
【0041】
一方、短絡保護回路４４の大過電流監視回路３８は、スイッチング回路２８からのタイミング制御信号ＤＲＶに応動し、スイッチングの各サイクルＣＹｉのオン時間ＴＯＮ中に、電流検出回路３０より与えられる電流検出信号ＶＯＣＰを監視し、電流検出信号ＶＯＣＰが遮断用の高監視値（第２の監視値）ＶＲＥＦ２（ただしＶＲＥＦ１＜ＶＲＥＦ２）を超えたときは、そのタイミングで大過電流検知信号（第２の過電流検知信号）ＥＸＤ２を発生する。この大過電流検知信号ＥＸＤ２は遮断・復帰回路４０に与えられる。
【0042】
遮断・復帰回路４０は、大過電流監視回路３８より大過電流検知信号ＥＸＤ２を受け取ると、これに応動して遮断指示信号ＯＣＰ２を出力する。この遮断指示信号ＯＣＰ２は、ロードスイッチ駆動回路２０２を通じてロードスイッチ２００をオフにすると同時に、スイッチング回路２８を通じてスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止する。これによって、スイッチング素子１４には電流ＩＳが流れなくなる。また、電力供給ラインがロードスイッチ２００で遮断されることにより、出力電流ＩＬが消滅し、出力電圧ＶＯＵＴがグランド電位まで下がる。
【0043】
遮断・復帰回路４０は、上記のようにしてシャットダウンを行った場合には、所定時間の経過後に、ロードスイッチ駆動回路２０２およびスイッチング回路２８に対する遮断指示信号ＯＣＰ２を解除して、ロードスイッチ２００をオン状態に復帰させ、スイッチング制御部１８を通じてソフトスタートの再起動を行うようになっている。ソフトスタートの再起動では、可変基準電圧発生回路６８（図２）において可変の基準電圧ＳＳＴがそれまでのグランド電位からＶＤＤレベルへ漸次的に上昇する。誤差増幅器２４は、ＳＳＴがＶＲＥＦ３を超えるまでは、電圧検出信号ＦＢに対する比較基準電圧としてＳＳＴを用いる。比較基準電圧のＳＳＴが漸次的に上昇することで、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比が漸次的に増大し、短絡状態が収まっている限り、出力電圧ＶＯＵＴは緩やかに立ち上がる。
【0044】
さらに、遮断・復帰回路４０は、過電流制限回路４２のゲート回路３６より電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生されると、これを取り込む。そして、所定時間以内または所定サイクル数以内に電流制限指示信号ＯＣＰ１の発生回数が設定値に達したときには、ロードスイッチ駆動回路２０２およびスイッチング制御部１８に対してアクティブな遮断指示信号ＯＣＰ２を与えるようになっている。この場合も、ロードスイッチ駆動回路２０２はロードスイッチ２００をオフにし、スイッチング制御部１８はスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止する。そして、一定時間の経過後に、遮断・復帰回路４０が上記と同様に遮断指示信号ＯＣＰ２を解除すると、ロードスイッチ２００がオン状態に復帰するとともに、スイッチング制御部１８がソフトスタートで再起動を行うようになっている。
【0045】
このように、短絡保護回路４４は、スイッチングの各サイクルＣＹｉにおいて、電流検出回路３０より与えられる電流検出信号ＶＯＣＰを遮断用の高監視値ＶＲＥＦ２を用いて監視し、ブランキング信号ＢＬＫの与えるブランキング期間ＢＴとは関係なく、オン時間中に電流検出信号ＶＯＣＰが高監視値ＶＲＥＦ２を超えたときは常に、ロードスイッチ２００をオフにするとともにスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止するための遮断指示信号ＯＣＰ２をロードスイッチ駆動回路２０２およびスイッチング制御部１８に与え、一定時間の経過後にロードスイッチ２００をオン状態に復帰させるとともにスイッチング素子１４のオン・オフ動作をソフトスタートで再開するようになっている。
［スイッチングレギュレータの具体的構成例］
［スイッチングレギュレータの具体的構成例］
【0046】
図２に、この実施形態における昇圧型スイッチングレギュレータのより具体的な構成例を示す。
【0047】
ロードスイッチ２００は、ＰＭＯＳトランジスタからなり、そのソースが入力端子１０に接続され、ドレインがチョークコイル１１の入力端に接続され、ゲートがロードスイッチ駆動回路２０２の出力端子に接続されている。
【0048】
ロードスイッチ駆動回路２０２には駆動トランジスタ２０４が含まれている。この駆動トランジスタ２０４は、ＮＭＯＳトランジスタからなり、そのソースがグランド電位端子に接続され、ドレインがロードスイッチ（ＰＭＯＳトランジスタ）２００の制御端子（ゲート）に接続されるとともに抵抗２０６を介して入力端子１０に接続され、ゲートがインバータ２０８を介して保護回路２０の遮断・復帰回路４４の出力端子に接続されている。
【0049】
昇圧チョッパ回路１６のスイッチング素子１４はＮＭＯＳトランジスタからなり、そのソースはセンス抵抗８２を介してグランド電位端子に接続され、ドレインはノードＮＡに接続され、ゲートはスイッチング回路２８のドライバ回路５６の出力端子に接続されている。スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）１４は、ドライバ回路５６よりパルス信号として与えられる駆動信号ＤＲＶの二値の電圧レベル（Ｈレベル／Ｌレベル）にしたがってオン・オフし、ＤＲＶがＨレベルのときはオンし、ＤＲＶがＬレベルのときはオフする。
【0050】
スイッチング回路２８は、ドライバ回路５６のほかに、発振回路５８およびコンパレータ６０を含んでいる。発振回路５８は、スイッチングの周波数で鋸波信号あるいは三角波信号等のランプ信号ＯＳＣを発生する。コンパレータ６０は、誤差増幅器２４からの誤差信号ＥＲをランプ信号ＯＳＣと比較して両者の大小関係を二値の電圧レベル（Ｈレベル／Ｌレベル）で表すパルス信号をパルス幅変調信号ＰＷＭとして出力する。
【0051】
ドライバ回路５６には、コンパレータ６０からのパルス幅変調信号ＰＷＭが入力されるだけでなく、過電流制限回路４２のゲート回路３６からの電流制限指示信号ＯＣＰ１および短絡保護回路４４の遮断・復帰回路４０からの遮断指示信号ＯＣＰ２も入力される。ドライバ回路５６は、たとえばＲＳフリップフロップからなるラッチ回路を有しており、スイッチングの各サイクルにおいて、パルス幅変調信号ＰＷＭのサイクル始端（Ｌレベル→Ｈレベルの変化）に応動して駆動信号ＤＲＶをアクティブなＨレベルにセットする。この後、ドライバ回路５６は、指示信号ＯＣＰ１，ＯＣＰ２のいずれの入力もないときは、現時のデューティ比で決まるパルス幅変調信号ＰＷＭのレベル変化（Ｈレベル→Ｌレベル）のタイミングで、駆動信号ＤＲＶを非アクティブなＬレベルにリセットする。しかし、駆動信号ＤＲＶがアクティブなＨレベルになっているときに、指示信号ＯＣＰ１，ＯＣＰ２のいずれかを入力すると、これをラッチしてドライバ回路５６は駆動信号ＤＲＶを非アクティブなＬレベルにリセットする。この場合、スイッチング素子１４は、現時のデューティ比で決まる本来のオン時間の途中でオフすることになる。
【0052】
電圧検出回路２２は、昇圧チョッパ回路１６の出力端とグランド電位端子との間に直列に接続された２つの抵抗６２，６４からなり、両抵抗間のノードＮ１より電圧検出信号ＦＢを出力する。この電圧検出信号ＦＢは、定電圧制御用のフィードバック信号として誤差増幅器２４に与えられるだけでなく、出力電圧ＶＯＵＴの有無または状況を示す事象情報信号としてブランキング回路３４にも与えられる。
【0053】
基準電圧回路２６は、出力電圧ＶＯＵＴの設定値に対応した一定レベルの基準電圧ＶＲＥＦ３を出力する基準電圧源６６と、ソフトスタート用の可変の基準電圧ＳＳＴを出力する可変基準電圧発生回路６８とを有する。可変基準電圧発生回路６８は、ＶＤＤ電圧供給端子（入力端子１０）とグランド電位端子との間に直列に接続された定電流源７０およびコンデンサ７２を有し、両者間のノードＮ２上に可変の基準電圧ＳＳＴを発生する。ノードＮ２とグランド電位端子との間には、遮断・復帰回路４０のＮＭＯＳトランジスタ８０がスイッチとして設けられている。
【0054】
定常時は、ＮＭＯＳトランジスタ８０がオフ状態に保持されている。これにより、コンデンサ７２は満充電状態を保ち、その充電電圧つまりノードＮ２上の基準電圧ＳＳＴは固定の基準電圧ＶＲＥＦ３より高いＶＤＤレベルに維持される。しかし、短絡保護回路４４において遮断・復帰回路４０がシャットダウンのための遮断指示信号ＯＣＰ２を発生すると、これに応動してＮＭＯＳトランジスタ８０がオンする。これによって、ノードＮ２上の基準電圧ＳＳＴは瞬時に放電し、ＶＤＤレベルからグランド電位にドロップする。この時、スイッチング制御部１８内では、基準電圧ＳＳＴが電圧検出信号ＦＢとの比較基準値に用いられることにより、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比が速やかにゼロに向かって小さくなる。
【0055】
再起動時には、遮断・復帰回路４０がＮＭＯＳトランジスタ８０をオン状態からオフ状態に切り替える。すると、定電流源７０より供給される定電流ＩＲＥＦ１によってコンデンサ７２が充電され、上昇中の充電電圧がノードＮ２より基準電圧ＳＳＴとして出力される。この充電速度はソフトスタートの速度を律速し、充電電流ＩＲＥＦ１の電流量とコンデンサ７２の容量によって決まる。ノードＮ２上に得られる基準電圧ＳＳＴは、スイッチング制御部１８の誤差増幅器２４に与えられるだけでなく、ソフトスタートの有無（オン・オフ）ないし状況を示す事象情報信号としてブランキング回路３４にも与えられる。
【0056】
スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）１４を流れる電流ＩＳの検出に用いられる電流センサ４６は、スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）１４のソースとグランド電位端子との間に接続されているセンス抵抗８２を有し、センス抵抗８２の電圧降下を電流センス電圧ＳＮＳとして取り出す。センス抵抗８２の抵抗値は非常に低く（たとえば数ｍΩ程度）、スイッチング素子１４を流れる電流ＩＳに影響を与えない。
【0057】
この実施形態における電流検出回路３０は、電流センサ４６と誤差増幅器８６とを含んで構成され、電流センサ４６より得られる電流センス電圧ＳＮＳを誤差増幅器８６によって増幅し、電流ＩＳの波形を表す電圧信号つまり電流検出信号ＶＯＣＰを生成する。
【0058】
電流検出回路３０の出力端子であるノードＮ４は、小過電流監視回路３２を構成するコンパレータ９４の反転入力端子(-)に接続されるとともに、大過電流監視回路３８を構成するコンパレータ９６の非反転入力端子(+)に接続されている。ノードＮ４とグランド電位端子との間には、ＮＭＯＳトランジスタ９８がスイッチとして設けられている。
【0059】
ＮＭＯＳトランジスタ９８のゲートには、スイッチング回路２８のドライバ回路５６より駆動信号ＤＲＶがスイッチングの各サイクルＣＹｉ毎にスイッチング素子１４のオン・オフ状況を示すタイミング制御信号としてインバータ９９を介して入力される。
【0060】
タイミング制御信号ＤＲＶがＬレベルになっている時（スイッチング素子１４がオフしている時）は、ＮＭＯＳトランジスタ９８がオン状態となり、ノードＮ４はグランド電位にクランプされる。タイミング制御信号ＤＲＶがＨレベルになっている時（スイッチング素子１４がオンしている時）は、ＮＭＯＳトランジスタ９８がオフ状態となり、ノードＮ４上に電流検出信号ＶＯＣＰが生成される。
【0061】
小過電流監視回路３２において、コンパレータ９４の非反転入力端子(+)には、基準電圧源１００より低監視値としての基準電圧ＶＲＥＦ１が常時入力される。タイミング制御信号ＤＲＶがＬレベルになっている時（スイッチング素子１４がオフしている時）は、上記のようにノードＮ４がオン状態のＮＭＯＳトランジスタ９８を介してグランド電位にクランプされるため、コンパレータ９４の出力は非アクティブなＨレベルに保持される。タイミング制御信号ＤＲＶがＨレベルになっている時（スイッチング素子１４がオンしている時）は、電流検出回路３０よりノードＮ４上に出力される電流検出信号ＶＯＣＰの電圧値によってコンパレータ９４の出力の論理レベルが決まり、電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えた時だけコンパレータ９４の出力がＬレベルに変わり、このＬレベルのパルスが小過電流検知信号ＥＸＤ１となる。
【0062】
コンパレータ９４の出力は、短絡制限回路４２のゲート回路３６を構成するＮＯＲ回路の一方の入力端子に入力される。ＮＯＲ回路３６の他方の入力端子には、ブランキング回路３４の出力が入力される。ブランキング回路３４は、タイミング制御信号ＤＲＶに応動し、スイッチングの各サイクルにおいてオン時間の開始直後にＨレベルのパルス信号としてブランキング信号ＢＬＫを出力する。
【0063】
ＮＯＲ回路３６は、一方の入力信号であるＨレベルのブランキング信号ＢＬＫが持続している間（ブランキング期間ＢＴ中）は、他方の入力信号であるコンパレータ９４の出力の値または状態には関係なく、一義的に非アクティブなＬレベルの出力を発生する。これにより、ブランキング期間ＢＴ中にコンパレータ９４よりＬレベルの小過電流検知信号ＥＸＤ１を受け取っても、ＮＯＲ回路３６はこれを無効にする。
【0064】
ブランキング信号ＢＬＫの持続時間（ブランキング期間ＢＴ）が終了し、ブランキング回路３４の出力がＬレベルになると、ＮＯＲ回路３６の出力はコンパレータ９４の出力によって決まる。すなわち、ノードＮ４上の電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１より低くて、コンパレータ９４の出力がＨレベルであるときは、ＮＯＲ回路３６は非アクティブなＬレベルの出力を保つ。しかし、電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えたときは、コンパレータ９４の出力がＨレベルからＬレベルに変わり（小過電流検知信号ＥＸＤ１が発生され）、これに応動してＮＯＲ回路３６の出力がＬレベルからＨレベルに変わる（電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生される）。
【0065】
ＮＯＲ回路３６より発生された電流制限指示信号ＯＣＰ１は、スイッチング素子１４をオフするためにスイッチング回路２８のドライバ回路５６に与えられる。一方で、電流制限指示信号ＯＣＰ１は、スイッチング素子１４を流れる電流ＩＳが不意に低監視値ＶＲＥＦ１を超えるほどの過電流になったことを示す事象情報信号としてブランキング回路３４にも与えられ、さらには短絡保護回路４４の遮断・復帰回路４０にも与えられる。
【0066】
電流検出回路３０の出力端子であるノードＮ４は、上記のように、短絡保護回路４４の大過電流監視回路３８を構成するコンパレータ９６の非反転入力端子(+)にも接続されている。コンパレータ９６の反転入力端子(-)には、基準電圧源１０２より高監視値としての基準電圧ＶＲＥＦ２が常時入力される。
【0067】
タイミング制御信号ＤＲＶがＬレベルになっている時（スイッチング素子１４がオフしている時）は、上記のようにノードＮ４がオン状態のＮＭＯＳトランジスタ９８を介してグランド電位にクランプされ、コンパレータ９６の出力は非アクティブなＬレベルに保持される。タイミング制御信号ＤＲＶがＨレベルになっている期間中（スイッチング素子１４がオンしている期間中）は、電流検出回路３０よりノードＮ４上に出力される電流検出信号ＶＯＣＰの電圧値によってコンパレータ９６の出力のレベルまたは論理値が決まる。すなわち、電流検出信号ＶＯＣＰが高監視値ＶＲＥＦ２より低いうちはコンパレータ９６の出力がＬレベルであり、電流検出信号ＶＯＣＰが高監視値ＶＲＥＦ２を超えるとコンパレータ９６の出力がＨレベルとなり、このＨレベルのパルスが大過電流検知信号ＥＸＤ２となる。
【0068】
大過電流監視回路３８のコンパレータ９６よりＨレベルの大過電流検知信号ＥＸＤ２が出力されると、この大過電流検知信号ＥＸＤ２は遮断・復帰回路４０に与えられ、ＯＲゲート７４を介してＲＳフリップフロップ７６のセット入力端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップ７６はこれに応動してＱ出力をＨレベルにセットし、これが遮断指示信号ＯＣＰ２となる。
【0069】
遮断・復帰回路４０よりアクティブなＨレベルの遮断指示信号ＯＣＰ２が出力されると、ロードスイッチ駆動回路２０２の駆動トランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）２０４がオフして、それまでオン状態に保持していたロードスイッチ２００をオフにする。一方で、Ｈレベルの遮断指示信号ＯＣＰ２に応動して、スイッチング回路２８のドライバ回路５６がスイッチング素子１４をオフにし、かつオン・オフ動作を停止する。さらに、遮断指示信号ＯＣＰ２は、上述したように可変基準電圧発生回路６８の基準電圧ＳＳＴをＶＤＤレベルからグランド電位に下げるためにＮＭＯＳトランジスタ８０のゲートにも与えられる。
【0070】
遮断・復帰回路４０は、ＮＭＯＳトランジスタ８０、ＯＲゲート７４、ＲＳフリップフロップ７６のほかにタイマ回路７８およびカウンタ１０４を有している。タイマ回路７８は、ＲＳフリップフロップ７６のＱ出力がＨレベルにセットされると、これに応動して計時を開始し、予め設定した時間が経過した時にＨレベルのパルスをＲＳフリップフロップ７６のリセット入力端子Ｒに与える。これにより、ＲＳフリップフロップ７６のＱ出力がＬレベルにリセットされ、遮断指示信号ＯＣＰ２の持続時間が終了する。
【0071】
こうして遮断指示信号ＯＣＰ２がアクティブなＨレベルから非アクティブなＬレベルに変わると、ロードスイッチ２００がオフ状態（電力遮断状態）からオン状態（電力供給状態）に復帰すると同時に、スイッチング制御部１８がスイッチング素子１４のオン・オフ動作を再開する。すなわち、可変基準電圧発生回路６８でグランド電位から漸次的に上昇する可変の基準電圧ＳＳＴが誤差増幅器２４で比較基準電圧に用いられ、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比が漸次的に増大する。ドライバ回路５６は、パルス幅変調信号ＰＷＭに応じて駆動信号ＤＲＶを出力するようになる。
【0072】
なお、遮断・復帰回路４０のカウンタ１０４は、過電流制限回路４２のＮＯＲ回路３６より発生された電流制限指示信号ＯＣＰ１を取り込んでカウントする。そして、所定時間以内または所定のサイクル数以内にカウント値が設定値に達したときは、カウンタ１０４がＨレベルのパルス信号を発生する。このＨレベルのパルス信号は、パルスバイパルス方式による連続的な電流制限の回数が許容限界値を超えたことを示し、遮断要請信号ＡＲＭとしてＯＲゲート７４を介してＲＳフリップフロップ７６のセット入力端子Ｓに与えられる。これによって、上記と同様にＲＳフリップフロップ７６より遮断指示信号ＯＣＰ２が出力され、シャットダウン等が行われる。
［ブランキング回路の具体例］
［ブランキング回路の具体例］
【0073】
図３に、図２の昇圧型スイッチングレギュレータに含まれるブランキング回路３４の具体的構成例を示す。このブランキング回路３４は、ブランキング信号生成回路１１０とブランキング期間選択回路１１２とを有している。
【0074】
ブランキング信号生成回路１１０は、定電流源１１４，１１６、ＰＭＯＳトランジスタ１１８、ＮＭＯＳトランジスタ１２０、コンデンサ１２２、インバータ（反転回路）１２４，１２６およびＮＯＲゲート１２８を含んでいる。
【0075】
図示のように、ＶＤＤ電圧供給端子とグランド電位端子との間に、定電流源１１４およびコンデンサ１２２がノードＮ５を介して直列に接続されるとともに、定電流源１１６、ＰＭＯＳトランジスタ１１８およびＮＭＯＳトランジスタ１２０がノードＮ５を介して直列に接続されている。
【0076】
より詳しくは、定電流源１１４の出力端子にノードＮ５を介してコンデンサ１２２が接続されている。一方、ＰＭＯＳトランジスタ１１８のソースが定電流源１１６の出力端子に接続され、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のソースがグランド電位端子に接続され、両トランジスタのそれぞれのドレインがノードＮ５を介して相互に接続されている。
【0077】
ノードＮ５は、インバータ１２４，１２６を介してＮＯＲゲート１２８の一方の入力端子に接続されている。ＮＯＲゲート１２８の他方の入力端子には、スイッチング回路２８のドライバ回路５６（図２）からタイミング制御信号ＤＲＶがインバータ１１９を介して入力される。タイミング制御信号ＤＲＶは、ＮＭＯＳトランジスタ１２０のゲートにもインバータ１１９を介して与えられる。ＰＭＯＳトランジスタ１１８のゲートには、ブランキング信号選択回路１１２のＯＲゲート１４２の出力が与えられる。
【0078】
上記のように、スイッチング素子１４がオフしている時は、タイミング制御信号ＤＲＶがＬレベルになっている。この時、ブランキング信号生成回路１１０内では、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオンしていて、コンデンサ１２２は無充電状態にあり、ノードＮ５の電位ＶＮ５はグランド電位つまりＬレベルに保持される。また、ＮＯＲゲート１２８は、インバータ１１９を介してタイミング制御信号ＤＲＶの反転レベル（Ｈレベル）を入力するため、インバータ１２６の出力の状態に関係なくＬレベルの出力を保持する。もっとも、ノードＮ５の電位ＶＮ５がＬレベルであるから、インバータ１２６の出力はＬレベルになっている。
【0079】
タイミング制御信号ＤＲＶは、スイッチング素子１４をオンさせる時にＬレベルからＨレベルに変わる。すると、ブランキング信号生成回路１１０内では、ＮＯＲゲート１２８の両入力がＬレベルになるため出力がそれまでのＬレベルからＨレベルに変わり、ブランキング信号ＢＬＫのパルスが立ち上がる（ブランキング期間ＢＴが開始する。）。一方で、ＮＭＯＳトランジスタ１２０がオフしてノードＮ５をグランドから電気的に遮断するので、必ず定電流源１１４からの定電流ＩＲＥＦ３がコンデンサ１２２に流れ込んで充電に寄与する。この時、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオンしているときは、定電流源１１６からの定電流ＩＲＥＦ４もコンデンサ１２２に流れ込んで充電に寄与する。しかし、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオフしているときは、定電流ＩＲＥＦ４は遮断され、コンデンサ１２２の充電に寄与しない。
【0080】
こうしてコンデンサ１２２に単一の定電流ＩＲＥＦ３もしくは合成の定電流（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）が流れ込むことにより、コンデンサ１２２の充電電圧つまりノードＮ５の電位ＶＮ５が二通りのレートで上昇する。そして、いずれの定電流によって充電が行われても、ノードＮ５の電位ＶＮ５がインバータ１２４の閾値電圧ＴＨ１２４を超えた時に、ＮＯＲゲート１２８の出力がＨレベルからＬレベルに変化して、ブランキング信号ＢＬＫの持続時間またはブランキング期間ＢＴが終了する。
【0081】
このように、ブランキング信号生成回路１１０においては、コンデンサ１２２の容量をＣ１２２とすると、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷとして、ＴＨ１２４×Ｃ１２２÷（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）で決まる短めの通常時間幅（第１の時間幅）ＴＷＳまたはＴＨ１２４×Ｃ１２２÷ＩＲＥＦ３で決まる長めの拡張時間幅（第２の時間幅）ＴＷＬのいずれかをＰＭＯＳトランジスタ１１８のオン／オフによって選択することができる。
【0082】
ブランキング期間選択回路１１２は、３種類の事象情報信号ＳＳＴ，ＦＢ，ＯＣＰ１にそれぞれ対応する３つの事象状況判別回路１３０，１３２，１３４を有している。図４～図６には、これらの事象状況判別回路１３０，１３２，１３４に関する作用を説明するための各部の波形又は状態を示す。
【0083】
ＳＳＴ状況判別回路１３０は、コンパレータ１３８と基準電圧源１４０とを有し、可変基準電圧発生回路６８（図２）における可変の基準電圧ＳＳＴが所定の閾値電圧ＶＲＥＦ４より高いか低いかを監視する監視回路として構成されている。
【0084】
より詳しくは、コンパレータ１３８は、一方の入力端子（反転入力端子(-)）に可変基準電圧発生回路６８からの基準電圧ＳＳＴを入力し、他方の入力端子（非反転入力端子(+)）に定電圧源１４０からの閾値電圧ＶＲＥＦ４を入力する。そして、コンパレータ１３８は、両入力信号の電圧レベルを比較し、ＳＳＴ＜ＶＲＥＦ４のときはＨレベルを出力し、ＳＳＴ＞ＶＲＥＦ４のときはＬレベルを出力する。コンパレータ１３８の出力は、ＯＲゲート１４２を介してブランキング信号生成回路１１０内のＰＭＯＳトランジスタ１１８のゲートに与えられる。
【0085】
このＳＳＴ状況判別回路１３０によれば、ＳＳＴ＜ＶＲＥＦ４のときはブランキング信号生成回路１１０内でＰＭＯＳトランジスタ１１８がオフして単一充電電流ＩＲＥＦ３ひいては拡張時間幅ＴＷＬが選択され、ＳＳＴ＞ＶＲＥＦ４のときはブランキング信号生成回路１１０内でＰＭＯＳトランジスタ１１８がオンして合成充電電流（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）ひいては通常時間幅ＴＷＳが選択されるようになっている。
【0086】
より詳しくは、図４に示すように、起動時または再起動時には、ソフトスタートを行うために、可変基準電圧ＳＳＴがグランド電位からＶＤＤレベルへと線形的に上昇する。この場合、遮断・復帰回路４０がＮＭＯＳトランジスタ８０（図２）をオフした時（ｔ０）からＳＳＴが閾値電圧ＶＲＥＦ４を超える時（ｔＳ）までの間は、ＳＳＴ状況判別回路１３０のコンパレータ１３８の出力はＨレベルであり、ブランキング信号生成回路１１０内ではＰＭＯＳトランジスタ１１８がオフして単一充電電流ＩＲＥＦ３が選択される。これにより、ブランキング信号ＢＬＫは、拡張時間幅ＴＷＬの持続時間を有するＨレベルのパルスとして出力される。
【0087】
そして、ＳＳＴがＶＲＥＦ４を超えた時（ｔＳ）からコンパレータ１３８の出力がＬレベルに変わり、ブランキング信号生成回路１１０内ではＰＭＯＳトランジスタ１１８がオンして合成充電電流（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）が選択される。これにより、ＳＳＴがＶＲＥＦ４を超えた後は、ブランキング信号ＢＬＫが通常時間幅ＴＷＳの持続時間を有するＨレベルのパルスとして出力される。
【0088】
再び図３において、ＦＢ状況判別回路１３２は、コンパレータ１４４と定電圧源１４６とを有し、電圧検出回路２２より出力される電圧検出信号ＦＢの電圧レベルが所定の閾値電圧ＶＲＥＦ５より高いか低いかを監視する電圧監視回路として構成されている。
【0089】
より詳しくは、コンパレータ１４４は、一方の入力端子（反転入力端子(-)）に電圧検出回路２２（図２）からの電圧検出信号ＦＢを入力し、他方の入力端子（非反転入力端子(+)）に基準電圧源１４６から閾値電圧ＶＲＥＦ５を入力する。コンパレータ１４４は、可変基準電圧ＳＳＴをイネーブル信号として入力し、ソフトスタートによる起動また再起動が実質的に完了してから動作する。そして、両入力信号の電圧レベルを比較し、ＦＢ＞ＶＲＥＦ５のときはＬレベルを出力し、ＦＢ＜ＶＲＥＦ５のときはＨレベルを出力する。
【0090】
図５に示すように、電圧検出信号ＦＢの電圧レベルが閾値電圧ＶＲＥＦ５より高い間は、コンパレータ１４４の出力はＬレベルで、ブランキング信号生成回路１１０内ではＰＭＯＳトランジスタ１１８のゲート電圧がＬレベルであり、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオンしている。これにより、合成充電電流（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）が選択され、ブランキング信号ＢＬＫは通常時間幅ＴＷＳの持続時間を有するＨレベルのパルスとして出力される。
【0091】
しかし、電圧検出信号ＦＢの電圧レベルが下がって時点ｔＭで閾値電圧ＶＲＥＦ５を切ると、コンパレータ１４４の出力がＬレベルからＨレベルに変わる。そうすると、コンパレータ１４４のＨレベルの出力に応動してワンショット回路１６２より出力される短いパルス幅のワンショットパルスＰＬＳがＲＳフリップフロップ１６４のセット入力端子Ｓに入力され、ＲＳフリップフロップ１６４のＱ出力がＨレベルにセットされる。このＲＳフリップフロップ１６４のＨレベルのＱ出力は、ＯＲゲート１４２を介してブランキング信号生成回路１１０のＰＭＯＳトランジスタ１１８のゲートに与えられる。これによって、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオフし、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷがそれまでの通常時間幅ＴＷＳから拡張時間幅ＴＷＬに切り替わる。
【0092】
もっとも、後述するリセット回路１８０の作用により、ＲＳフリップフロップ１６４のＱ出力（ひいてはＰＭＯＳトランジスタ１１８のゲート電圧）は、上記のようにＬレベルからＨレベルに変わってもそれから直ぐに（一定時間ＴＪ後に）Ｌレベルにリセットされる。これにより、ブランキング期間ＢＴが拡張時間幅ＴＷＬで出力されるのは、ＦＢ＞ＶＲＥＦ５の状態からＦＢ＜ＶＲＥＦ５の状態に変わった直後の限られた一定時間ＴＪの間だけである。
【0093】
再び図３において、ＯＣＰ１状況判別回路１３４は、コンパレータ１４８、基準電圧源１５０、定電流源１５２、コンデンサ１５４およびＮＭＯＳトランジスタ１５６を有している。定電流源１５２とコンデンサ１５４は、ＶＤＤ電圧供給端子とグランド電位との間でノードＮ６を介して直列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ１５６は、ソースがグランド電位端子に接続され、ドレインがノードＮ６に接続され、ゲートに過電流制限回路４２（図２）からの電流制限指示信号ＯＣＰ１を入力する。コンパレータ１４８は、一方の入力端子（反転入力端子(-)）にノードＮ６の電位ＶＮ６を入力し、他方の入力端子（非反転入力端子(+)）に基準電圧源１５０から所定の閾値電圧ＶＲＥＦ６を入力する。コンパレータ１４８は、両入力信号の電圧レベルを比較し、ＶＮ６＞ＶＲＥＦ６のときはＬレベルを出力し、ＶＮ６＜ＶＲＥＦ６のときはＨレベルを出力する。コンパレータ１４８の出力は、ＯＲゲート１６０を介してワンショット回路１６２の入力端子に与えられる。これにより、コンパレータ１４８の出力は、後段の回路（ワンショット回路１６２、ＲＳフリップフロップ１６４等）に対して上述したＦＢ状況判別回路１３２のコンパレータ１４４の出力と同じ作用を与えるようになっている。
【0094】
図６に示すように、過電流制限回路４２より電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生されていない安定状態では、ＮＭＯＳトランジスタ１５６はオフ状態、コンデンサ１５４は満充電状態にあり、ノードＮ６の電位ＶＮ６はＶＤＤレベルつまりＨレベルに保持される。したがって、ＶＮ６＞ＶＲＥＦ６の状態にあり、コンパレータ１４８の出力はＬレベルである。これにより、ブランキング信号生成回路１１０では、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオンして合成充電電流（ＩＲＥＦ３＋ＩＲＥＦ４）が選択され、ブランキング信号ＢＬＫは通常時間幅ＴＷＳで出力される。
【0095】
しかし、そのような安定状態の下で過電流制限回路４２より不意に電流制限指示信号ＯＣＰ１が出力されると、これに応動してＮＭＯＳトランジスタ１５６がオンし、コンデンサ１５４が瞬時に放電して、一瞬にそれまでのＶＮ６＞ＶＲＥＦ６の状態からＶＮ６＜ＶＲＥＦ６の状態に変わり、コンパレータ１４８の出力はＬレベルからＨレベルに変わる。これによって、ブランキング信号生成回路１１０内では、ＰＭＯＳトランジスタ１１８がオフして単一の充電電流（ＩＲＥＦ３）が選択され、ブランキング信号ＢＬＫのパルス持続時間（ブランキング期間ＢＴ）は拡張時間幅ＴＷＬに切り替わる。そして、上記一定時間ＴＪの経過後に、ブランキング期間ＢＴは通常時間幅ＴＷＳに戻る。
【0096】
なお、ＯＣＰ１状況判別回路１３４においては、過電流制限回路４２より不意（最初）に発生された電流制限指示信号ＯＣＰ１を入力した直後に、ＮＭＯＳトランジスタ１５６がオフする。これにより、コンデンサ１５４が定電流源１５２からの定電流ＩＲＥＦ２によって充電され、ノードＮ６の電位ＶＮ６（充電電圧）は一定のレートで上昇する。この場合、次のサイクルでも電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生されたときは、その電流制限指示信号ＯＣＰ１に応動してＮＭＯＳトランジスタ１５６がオンして、ノードＮ６上の電位ＶＮ６の上昇が閾値電圧ＶＲＥＦ６に達する前に止まり、ＶＮ６はグランド電位にドロップするようになっている。その次のサイクルで電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生されたときも同様である。これにより、過電流制限回路４２より電流制限指示信号ＯＣＰ１が不意（最初）に発生された直後の所定時間ＴＪだけ拡張時間幅ＴＷＬが選択されるようになっている。
【0097】
リセット回路１８０は、コンパレータ１６６、基準電圧源１６８、定電流源１７０、コンデンサ１７２、ＰＭＯＳトランジスタ１７４およびＮＭＯＳトランジスタ１７６を有している。定電流源１７０とコンデンサ１７２は、ＶＤＤ電圧供給端子とグランド電位との間でＰＭＯＳトランジスタ１７４とノードＮ７を介して直列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ１７４およびＮＭＯＳトランジスタ１７６は、それぞれのソースが定電流源１７０の出力端子およびグランド電位端子に接続され、それぞれのドレインがノードＮ７を介して相互に接続され、それぞれのゲートがＲＳフリップフロップ１６４のＱ＿出力（反転出力）に接続されている。コンパレータ１６６は、一方の入力端子（非反転入力端子(+)）にノードＮ７の電位ＶＮ７を入力し、他方の入力端子（反転入力端子(-)）に基準電圧源１６８から所定の閾値電圧ＶＲＥＦ７を入力する。コンパレータ１６６は、両入力信号の電圧レベルを比較し、ＶＮ７＜ＶＲＥＦ７のときはＬレベルを出力し、ＶＮ７＞ＶＲＥＦ７のときはＨレベルを出力する。コンパレータ１６６の出力は、ＲＳフリップフロップ１６４のリセット入力端子Ｒに与えられる。
【0098】
ＦＢ状況判別回路１３２またはＯＣＰ１状況判別回路１３４がＲＳフリップフロップ１６４のＱ出力をＬレベルにしている時は、Ｑ＿出力（反転出力）がＨレベルになっている。この時、ブランキング信号生成回路１１０は、通常時間幅ＴＷＳのパルス持続時間を有するブランキング信号ＢＬＫを出力する。一方、リセット回路１８０では、ＰＭＯＳトランジスタ１７４がオフ状態、ＮＭＯＳトランジスタ１７６がオン状態で、ノードＮ７の電位ＶＮ７はグランド電位にクランプされ、コンパレータ１６６の出力はＬレベルである。
【0099】
上記のように、ＦＢ状況判別回路１３２またはＯＣＰ１状況判別回路１３４からのＨレベルの出力に応じてワンショット回路１６２よりワンショットパルスＰＬＳが発生されると、ＲＳフリップフロップ１６４のＱ出力がＨレベルにセットされ、ブランキング信号生成回路１１０内ではブランキング信号ＢＬＫのパルス持続時間（ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷ）が拡張時間幅ＴＷＬに切り替えられる。リセット回路１８０では、ＲＳフリップフロップ１６４のＱ＿出力（反転出力）のＨレベルからＬレベルへの変化に応動して、ＮＭＯＳトランジスタ１７６がオフするとともにＰＭＯＳトランジスタ１７４がオンし、コンデンサ１７２が定電流源１７０からの定電流ＩＲＥＦ５によって充電され、ノードＮ７の電圧ＶＮ７（充電電圧）が一定のレートで上昇する。そして、ワンショットパルスＰＬＳの発生から一定時間ＴＪが経過した時点、つまり電圧ＶＮ７が閾値電圧ＶＲＥＦ７に達した時点で、コンパレータ１６６の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、これに応動してＲＳフリップフロップ１６４がリセットされ、Ｑ出力をＨレベルからＬレベルに変える。これによって、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷが通常時間幅ＴＷＳに切り替えられる。リセット回路１８０内では、ＰＭＯＳトランジスタ１７４がオフ、ＮＭＯＳトランジスタ１７６がオンして、ノードＮ７の電圧ＶＮ７がグランド電位に下がり、コンパレータ１６６の出力がＬレベルに戻る。
［スイッチングレギュレータの作用］
［スイッチングレギュレータの作用］
【0100】
【0101】
図７は、たとえばチョークコイル１１の短絡により、スイッチングの或るサイクルＣＹｎ－１の途中で不意に昇圧チョッパ回路１６内のノードＮＡで非常に低いインピーダンスの天絡が発生した場合の一例である。この場合、スイッチング素子１４のオン期間中には、入力電圧ＶＤＤが殆ど直接にスイッチング素子１４に印加されるため、スイッチング素子１４に非常に大きな電流ＩＳが流れる一方で、チョークコイル１１には電磁エネルギーが殆ど蓄積されない。このため、スイッチング素子１４のオフ期間中には、チョークコイル１１からの電磁エネルギーの放出が非常に少なく、コンデンサ１５ないし負荷側に供給される電流が減少する。これにより、出力電圧ＶＯＵＴが下がり、スイッチング制御部１８では誤差信号ＥＲのレベルが高くなる。こうして、次のサイクルＣＹｎでオン時間ＴＯＮが開始してスイッチング素子１４がオンするや否や、スイッチング素子１４を流れる電流ＩＳが急峻に増大し、電流検出信号ＶＯＣＰがブランキング期間ＢＴ（通常時間幅ＴＷＳ）の中で低監視値ＶＲＥＦ１のみならず高監視値ＶＲＥＦ２をも超える。
【0102】
この場合、過電流制限回路４２では、電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えた時に、小過電流監視回路３２より小過電流検知信号ＥＸＤ１が発生されるが、ゲート回路（ＮＯＲゲート）３６がこれを無効にするので、電流制限指示信号ＯＣＰ１は出力されない。一方、短絡保護回路４４では、大過電流監視回路３８のコンパレータ９６より大過電流検知信号ＥＸＤ２が発生され、遮断・復帰回路４０よりアクティブなＨレベルの
Ｈ遮断指示信号ＯＣＰ２が発生される。ロードスイッチ駆動回路２０２は、遮断指示信号ＯＣＰ２に応動してロードスイッチ２００をオフにする。また、スイッチング回路２８も、遮断指示信号ＯＣＰ２に応動してスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止する。
Ｈ遮断指示信号ＯＣＰ２が発生される。ロードスイッチ駆動回路２０２は、遮断指示信号ＯＣＰ２に応動してロードスイッチ２００をオフにする。また、スイッチング回路２８も、遮断指示信号ＯＣＰ２に応動してスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止する。
【0103】
なお、遮断指示信号ＯＣＰ２に応動してスイッチング回路２８のドライバ回路５６の出力信号ＤＲＶがＨレベルからＬレベルに変わると、スイッチング素子１４がオフする一方で、ＮＭＯＳトランジスタ９８がオンし、ノードＮ４の電位ＶＮ４が瞬時にグランド電位に下がる。これにより、過電流制限回路４２内ではコンパレータ９４の出力がＨレベルになり（小過電流検知信号ＥＸＤ１のパルス持続時間が終了し）、短絡保護回路４４内ではコンパレータ９６の出力がＬレベルになる（大過電流検知信号ＥＸＤ２のパルス持続時間が終了する）。
【0104】
このように、スイッチングの各サイクルＣＹｉにおけるブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷとして通常時間幅ＴＷＳが継続的または定常的に選択されている時に、スイッチングの或るサイクルＣＹｎでブランキング期間ＢＴ中に電流検出信号ＶＯＣＰが高監視値ＶＲＥＦ２を超えた場合は、当該サイクルＣＹｎ内で短絡保護回路４４が遮断指示信号ＯＣＰ２を発生してロードスイッチ２００およびスイッチング素子１４をオフにし、かつ以後のサイクルＣＹｎ＋１，ＣＹｎ＋２，‥‥のオン・オフ動作を停止する。ロードスイッチ２００がオフすることにより、入力端子１０とノードＮＡとの間で電力供給ラインが遮断される。また、スイッチング素子１４のオン・オフ動作が停止してスイッチング素子１４がオフ状態に保持されることにより、スイッチング素子１４には電流が流れなくなる。
【0105】
このように、チョークコイル１１の短絡等に起因する非常に低いインピーダンスの天絡により不意に異常に大きな過電流がスイッチング素子１４に流れても、直ちにロードスイッチ２００により電力供給ラインを遮断し、さらにはスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止するので、スイッチング素子１４を安全適確に保護することができる。
【0106】
図８は、たとえばチョークコイル１１のレアショートにより、スイッチングの或るサイクルＣＹｎ－２で不意に昇圧チョッパ回路１６のノードＮＡでそれほど低くないインピーダンスの天絡が発生した場合の一例である。この場合にも、短絡のときほど急激ではないが、上記と同様の作用により、出力電圧ＶＯＵＴが下がり、スイッチング制御部１８内では誤差信号ＥＲが高くなる。そして、次のサイクルＣＹｎ－１でオン時間ＴＯＮが開始してスイッチング素子１４がオンすると、スイッチング素子１４を流れる電流ＩＳの立ち上がり速度は大きいものの短絡のときほど急峻ではなく、電流検出信号ＶＯＣＰはブランキング期間ＢＴの中では低監視値ＶＲＥＦ１を超えても高監視値ＶＲＥＦ２には達しない。
【0107】
サイクルＣＹｎ－１において、短絡保護回路４４では、ブランキング期間ＢＴ（通常時間幅ＴＷＳ）中に大過電流監視回路３８より大過電流検知信号ＥＸＤ２が発生されない。他方、過電流制限回路４２では、電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えているので小過電流検知信号ＥＸＤ１はＬとなるが、ブランキング期間ＢＴ（通常時間幅ＴＷＳ）中はゲート回路３６より電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生せず、ブランキング期間ＢＴの終了後に、電流制限指示信号ＯＣＰ１が発生される。スイッチング回路２８は、この電流制限指示信号ＯＣＰ１に応動してスイッチング素子１４をオフし、オン時間ＴＯＮを途中で終了する。
【0108】
このように、スイッチングの各サイクルＣＹｉにおけるブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷとして通常時間幅ＴＷＳが継続的または定常的に選択されている時に、スイッチングの或るサイクルＣＹｎ－１でブランキング期間ＢＴ中に電流検出信号ＶＯＣＰが低監視値ＶＲＥＦ１を超えても高監視値ＶＲＥＦ２に達しなかった場合は、ブランキング期間ＢＴの終了時に過電流制限回路４２が電流制限指示信号ＯＣＰ１を発生して、スイッチング素子１４をオフし、当該サイクルＣＹｎ－１のオン時間を途中で終了する。すなわち、パルスバイパルス方式で電流制限をかける。そして、次のサイクルＣＹｎに限り、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷとして拡張時間幅ＴＷＬが選択され、この拡張時間幅ＴＷＬの中で電流検出信号ＶＯＣＰが高監視値ＶＲＥＦ２を超えた場合は、短絡保護回路４４が遮断指示信号ＯＣＰ２を発生して当該サイクルＣＹｎ内でロードスイッチ２００をオフにして電力供給ラインを遮断するとともにスイッチング素子１４をオフにし、以後のサイクルＣＹｎ＋１，ＣＹｎ＋２，‥‥ではスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止する。
【0109】
こうして、オン時間開始直後の過電流の立ち上がりが出力短絡のときほど急峻でなくても、ブランキング期間ＢＴの拡張時間幅ＴＷＬの中で高監視値ＶＲＥＦ２を超えたときは異常な過電流であるとみなし、その時点でロードスイッチ２００をオフにするようにしている。これにより、チョークコイル１１のレアショート等に起因してそれほど低くないインピーダンスの天絡が発生した場合にも、スイッチング素子１４に異常な過電流が流れる状態を引き延ばすことなく迅速適確にシャットダウンすることが可能であり、スイッチング素子１４の発熱ないし破壊を未然に防ぐことができる。
【0110】
さらに、この実施形態では、図４に示すようにソフトスタートの開始直後はブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷに拡張時間幅ＴＷＬが選択される。これにより、上記のような天絡状態が起動または再起動の前から既に発生しまたは続いている場合には、起動または再起動の途中で異常な過電流状態であることを適格に検知して早期に上記と同様のシャットダウンを行うことが可能であり、スイッチング素子１４の発熱ないし破壊を防止することができる。
［他の実施形態または変形例］
［他の実施形態または変形例］
【0111】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、上述した実施形態は本発明を限定するものではない。当業者にあっては、具体的な実施態様において本発明の技術思想および技術範囲から逸脱せずに種々の変形・変更を加えることが可能である。
【0112】
たとえば、上述した実施形態では、保護部２０より同一の遮断指示信号ＯＣＰ２をロードスイッチ駆動回路２０２およびスイッチング回路２８に与えて、ロードスイッチ２００およびスイッチング素子１４を同時にオフにするようにしている。しかし、両者のターンオフのタイミングに一定の時間差を設けることも可能である。
【0113】
また、上述した実施形態のように、ロードスイッチ２００をオフにするときは、それに連動してスイッチング素子１４のオン・オフ動作を停止することにより、スイッチング素子１４を最も確実に保護し、かつスイッチング制御部１８を安定に動作させることができる。もっとも、保護部２０よりロードスイッチ駆動回路２０２およびスイチング回路２８に個別の遮断指示信号を与える構成や、あるいはロードスイッチ駆動回路２０２だけに遮断指示信号を与える構成も可能である。
【0114】
上述した実施形態では、過電流制限回路４２または短絡保護回路４４より指示信号ＯＣＰ１，ＯＣＰ２が発生されたときは、その直後だけブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを拡張時間幅ＴＷＬとする限定時間をスイッチングの１サイクル分とした。しかし、そのような限定時間を数サイクル分とすることも可能である。
【0115】
また、上記実施形態では、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを通常時間幅ＴＷＳおよび拡張時間幅ＴＷＬの２つの間で切り替えるようにした。しかし、各種事象情報信号の特性に応じて、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを３つ以上の設定時間幅の間で切り替えることも可能であり、その場合はブランキング信号生成回路１１０において定電流源１１６およびＰＭＯＳトランジスタ１１８の数を増やせばよい。また、電流量の可変な定電流源を用いることで、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを任意に可変制御することも可能である。
【0116】
上記実施形態においてブランキング回路３４が取り込む３種類の事象情報信号ＳＳＴ，ＦＢ，ＯＣＰ１は一例である。スイッチングレギュレータの形式・構成に応じた他の種類の事象情報信号をブランキング回路３４に与えて、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを適宜可変しまたは複数の設定時間幅の間で切り替えることも可能である。
【0117】
本発明の一実施形態として、昇圧型スイッチングレギュレータの方式や特性に応じて、スイッチングの各サイクルにおいてスイッチング素子を流れる電流を第１の監視値とそれより高い第２の監視値とを用いて監視し、所定の事象の有無または状況に応じて条件的に特定のサイクルにおいてのみ（たとえば、出力電圧の異常な低下が検出された直後の１サイクルまたは数サイクルに限定して）オン時間の開始直後にブランキング期間を挿入し、そのブランキング期間中に電流の瞬時値が第２の監視値を超えたときは、ロードスイッチをオフにし、ブランキング期間の終了時以後に電流の瞬時値が第１の監視値を超えたときは、スイッチング制御部を通じてスイッチング素子を途中でオフする構成とすることも可能である。
【0118】
さらには、本発明によれば、図７から理解されるように、ブランキング期間ＢＴの時間幅ＴＷを常時固定する構成によっても、上述した実施形態ほどの広汎な短絡保護は難しくなるが、従来技術の課題を一定の限度で解決することができる。
【符号の説明】
【0119】
１４ スイッチング素子
１６ 昇圧チョッパ回路
１８ スイッチング制御部
２０ 保護部
２２ 電圧検出回路
２４ 誤差増幅器
２６ 基準電圧回路
２８ スイッチング回路
３０ 電流検出回路
３２ 小過電流監視回路（第１の過電流監視回路）
３４ ブランキング回路
３６ ＮＯＲゲート（ゲート回路）
３８ 大過電流監視回路（第２の過電流監視回路）
４０ 遮断・復帰回路
４２ 過電流制限回路（第１の保護回路）
４４ 短絡保護回路（第２の保護回路）
４６ 電流センサ
２００ ロードスイッチ
２０２ ロードスイッチ駆動回路
１６ 昇圧チョッパ回路
１８ スイッチング制御部
２０ 保護部
２２ 電圧検出回路
２４ 誤差増幅器
２６ 基準電圧回路
２８ スイッチング回路
３０ 電流検出回路
３２ 小過電流監視回路（第１の過電流監視回路）
３４ ブランキング回路
３６ ＮＯＲゲート（ゲート回路）
３８ 大過電流監視回路（第２の過電流監視回路）
４０ 遮断・復帰回路
４２ 過電流制限回路（第１の保護回路）
４４ 短絡保護回路（第２の保護回路）
４６ 電流センサ
２００ ロードスイッチ
２０２ ロードスイッチ駆動回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】