特許 7567282 絶縁形コンバータの試験方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-07

(45)【発行日】2024-10-16

(54)【発明の名称】絶縁形コンバータの試験方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20241008BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Z

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2020140667

(22)【出願日】2020-08-24

(65)【公開番号】P2022036454

(43)【公開日】2022-03-08

【審査請求日】2023-07-10

(73)【特許権者】

【識別番号】000005083

【氏名又は名称】株式会社プロテリアル

(72)【発明者】

【氏名】阿部 徹

【審査官】白井 孝治

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１９／０９２９１１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】国際公開第２０１９／１１７２４１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１３－１３２１２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０２０／００２３７４１（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／００～ ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電力を交流電力に変換する直流／交流変換手段と、入力側巻線と出力側巻線との巻数比がｎ：ｍ（ただしｎとｍは自然数でｎ≠ｍである）の第一の高周波トランスと、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段とを含み、前記第一の高周波トランスの入力側巻線が前記直流／交流変換手段と接続し、前記第一の高周波トランスの出力側巻線が前記交流／直流変換手段と接続する絶縁形コンバータの試験方法であって、
前記絶縁形コンバータの前記第一の高周波トランスと前記交流／直流変換手段との間に、入力側巻線と出力側巻線との巻数比がｍ：ｎである第二の高周波トランスを設け、
前記第一の高周波トランスの出力側巻線を前記第二の高周波トランスの入力側巻線と接続し、前記第二の高周波トランスの出力側巻線を前記交流／直流変換手段と接続し、
前記交流／直流変換手段の出力側と前記直流／交流変換手段の入力側とを接続して、前記交流／直流変換手段の出力電力を前記直流／交流変換手段の入力側に回生させる絶縁形コンバータの試験方法。

【請求項2】

請求項１に記載の絶縁形コンバータの試験方法であって、
前記絶縁形コンバータがＬＬＣ共振駆動方式であって、前記第一の高周波トランスの入力側に接続する第一の共振インダクタ及び第一の共振コンデンサを含む第一の共振回路と、前記第二の高周波トランスの出力側に接続する第二の共振インダクタ及び第二の共振コンデンサを含む第二の共振回路を有する、絶縁形コンバータの試験方法。

【請求項3】

請求項１に記載の絶縁形コンバータの試験方法であって、
前記絶縁形コンバータがＬＬＣ共振駆動方式であって、前記第一の高周波トランスの入力側に接続する第一の共振コンデンサを含む第一の共振回路と、前記第二の高周波トランスの出力側に接続する第二の共振コンデンサを含む第二の共振回路を有しており、
前記第一の高周波トランスにおける入力側巻線側の漏れインダクタンス成分を第一の共振インダクタとして、前記第一の共振回路に用い、
前記第二の高周波トランスにおける出力側巻線側の漏れインダクタンス成分を第二の共振インダクタとして、前記第二の共振回路に用いる、絶縁形コンバータの試験方法。

【請求項4】

請求項１または２に記載の絶縁形コンバータの試験方法であって、
前記第一の高周波トランスと前記第二の高周波トランスとが同一仕様である、絶縁形コンバータの試験方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換用途に使用される絶縁形コンバータの試験方法に関する。

【背景技術】

【0002】

電気自動車の車載充電回路として多用されている方式にＬＬＣ絶縁形コンバータがある。このＬＬＣ絶縁形コンバータの一般的な試験装置を図２に示す。直流／交流変換手段２は平滑キャパシタＣｉと４個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４からなる。図示されていない制御部と駆動部によってＭ１～Ｍ４は所定の周波数とデューティ比によってオンオフ駆動される。

【0003】

図２において、直流入力電源１からの入力電圧Ｖｉは直流／交流変換手段２によって交流電圧に変換され、共振インダクタ３、高周波トランス５の１次巻線、共振キャパシタ４に印加される。前記交流電圧は、矩形波状の電圧波形であるが、ＬＬＣ絶縁形コンバータの制御においては、共振インダクタ３と共振キャパシタ４によって定まる共振周波数に近接した周波数で駆動され、このため１次巻線には正弦波状の負荷電流成分と三角波状の励磁電流成分の合成波が流れる。

【0004】

高周波トランス５では、入力側巻線の１次巻線と出力側巻線の２次巻線の巻数比Ｎｐ：Ｎｓに応じた電圧変換が成され、交流／直流変換手段６によって直流の出力電圧Ｖｏが生成される。交流／直流変換手段６はダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４からなるダイオードブリッジと平滑キャパシタＣｏからなっている。

【0005】

本試験装置での絶縁形コンバータの通電評価は、例えばＬＬＣ絶縁形コンバータから負荷抵抗７に対して所定の出力電圧Ｖｏと所定の出力電流Ｉｏを供給した時の高周波トランス５と共振インダクタ３の温度上昇を測定することである。温度上昇は専ら高周波トランス５と共振インダクタ３の鉄損や銅損に由来するが、それぞれの温度上昇分が所定の数値以下である場合には、絶縁形コンバータの性能として良評価と判定する。一方、温度上昇分が所定の数値を超える場合には、不良評価と判定する。

【0006】

従来の絶縁形コンバータ試験装置が提示されたものとして非特許文献１がある。提示された双方向絶縁形コンバータの試験回路を図３に示す。本コンバータはＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）方式と言われるもので、直流／交流変換手段２１は平滑キャパシタと４個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラートランジスタ）Ｑ１～Ｑ４からなるブリッジ部で構成される。交流／直流変換手段６１は４個のＩＧＢＴＱ５～Ｑ８からなるブリッジ部と平滑キャパシタで構成される。直流／交流変換手段２１と交流／直流変換手段６１のブリッジ部との間にはインダクタ３０、３１と高周波トランス５１が配置されている。なおインダクタは高周波トランスの漏れインダクタンスで代用可能である。
本コンバータは出力を可変するため、直流／交流変換手段２１のブリッジ部と交流／直流変換手段６１のブリッジ部の位相差を制御しながら各ＩＧＢＴが駆動されており、これ故にＤＡＢ方式と呼ばれている。ここで高周波トランス５１の１次巻線と２次巻線の巻数比Ｎｐ：Ｎｓは１：１である。コンバータの入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏは同じ３５０Ｖであり、出力電力は直接入力側に回生される。

【0007】

非特許文献１によれば、当該コンバータの出力電力は１０ｋＷであるが、入力側電源から供給されている電力は３３５Ｗである。この３３５Ｗは試験回路内での各部品で生じた損失の合計であり、この試験回路内の損失分のみを入力側電源は供給しているので、コンバータ出力電力に比べて極めて小さい電源容量で試験を行うことができる。またコンバータ出力電力は入力側に回生されてコンバータ内を循環するので負荷は無い。よって図２の試験装置では必要であった大型の直流入力電源１、負荷抵抗７、その冷却設備（図示無し）などは不要である。

【0008】

また非特許文献２には、従来の絶縁形共振コンバータの試験装置の他の例が開示されている。提示された絶縁形共振コンバータの評価回路を図４に示す。図示のように上段コンバータと下段コンバータを有し、それぞれ、直流／交流変換手段１２０、２６０、トランス５２、５３、直流／交流変換手段１６０、２２０、共振インダクタ３２、３３、共振コンデンサ４２、４３を含む。入力上段コンバータ出力は下段コンバータ入力に直結しており、下段コンバータ出力は上段コンバータ入力側に回生されている。ここではＭＶとＬＶという別の２つの直流電圧値が設けられている。ＭＶ電圧は２ｋＶであるが、ＭＶ側回路はハーフブリッジ構成となっているためＭＶ側のトランス５２、５３の巻線電圧は半分の１ｋＶである。ＬＶ電圧は４００Ｖであり、ＬＶ側回路はフルブリッジ構成となっているためＬＶ側のトランス５２、５３の巻線電圧は同じ４００Ｖとなる。よってトランス５２、５３の巻数比Ｎｐ：Ｎｓは２：５となっている。上段コンバータ１００の入力電圧ＶｉはＬＶ側で４００Ｖであり、上段コンバータ１００の出力電圧ＶｏはＭＶ側で２ｋＶである。さらに下段コンバータ２００の入力側はＭＶ側２ｋＶであり、下段コンバータ２００の出力側はＬＶ側４００Ｖである。非特許文献２で提示された定格電力は１６６ｋＷであるが、前述のようにこの大電力は上段コンバータ１００と下段コンバータ２００の間を循環しており、当該試験装置の入力側の電源容量は８ｋＷで賄えると非特許文献２では述べられている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0009】

【文献】井上 重徳、赤木 泰文著 「次世代３．３ｋＶ／６．６ｋＶ電力変換システムのコア回路としての双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ」 電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）１２６巻（２００６年）３号

【文献】Ｇ．Ｏｒｔｉｚ，Ｍ．Ｌｅｉｂｌ，Ｊ．Ｅ．Ｈｕｂｅｒ，Ｊ． Ｗ． Ｋｏｌａｒ．著 「Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｔｅｓｔｉｎｇ ｏｆ ａ Ｒｅｓｏｎａｎｔ ＤＣ－ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｓｏｌｉｄ－ Ｓｔａｔｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ」 ＩＥＥＥ． Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．３２， Ｎｏ．１０ （Ｏｃｔｏｂｅｒ ２０１７）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

従来の絶縁形コンバータの試験方法では、非特許文献１のように高周波トランスの巻数比が１：１の場合は出力電力をそのまま入力側に回生できるが、非特許文献２のように実際は多くの場合で巻数比は異なっている。このような場合では出力電圧を入力電圧と同じ電圧値に変換するためにもう１台の絶縁形コンバータが必要とされる。さらに制御部や駆動部も、もう１台分必要となるため、全体の回路構成は複雑であり、制御方法も煩雑なものとなるという課題がある。そこで本発明は、回路構成と制御方法の簡素な絶縁形コンバータの試験方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明は、直流電力を交流電力に変換する直流／交流変換手段と、入力側巻線と出力側巻線との巻数比がｎ：ｍ（ただしｎとｍは自然数でｎ≠ｍである）の第一の高周波トランスと、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段とを含み、前記第一の高周波トランスの入力側巻線が前記直流／交流変換手段と接続し、前記第一の高周波トランスの出力側巻線が前記交流／直流変換手段と接続する絶縁形コンバータの試験方法であって、前記絶縁形コンバータの前記第一の高周波トランスと前記交流／直流変換手段との間に、入力側巻線と出力側巻線との巻数比がｍ：ｎである第二の高周波トランスを設け、前記第一の高周波トランスの出力側巻線を前記第二の高周波トランスの入力側巻線と接続し、前記第二の高周波トランスの出力側巻線を前記交流／直流変換手段と接続し、前記交流／直流変換手段の出力側と前記直流／交流変換手段の入力側とを接続して、前記交流／直流変換手段の出力電力を前記直流／交流変換手段の入力側に回生させる絶縁形コンバータの試験方法である。

【0012】

本発明においては、前記絶縁形コンバータがＬＬＣ共振駆動方式であって、前記第一の高周波トランスの入力側又は出力側に接続する第一の共振インダクタと第一の共振コンデンサを含む第一の共振回路と、前記第二の高周波トランスの出力側又は入力側に接続する第二の共振インダクタと第二の共振コンデンサを含む第二の共振回路を有するのが好ましい。

【0013】

本発明においては、前記第一の高周波トランストの漏れインダクタンスを第一の共振インダクタとして用い、前記第二の高周波トランストの漏れインダクタンスを第二の共振インダクタとして用いることができる。

【0014】

本発明においては、前記第一の高周波トランスと前記第二の高周波トランスとが同一仕様であるのが好ましい。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、絶縁形コンバータの高周波トランスの巻数比がｎ：ｍ（ｎ≠ｍで、ｎとｍは自然数）であっても、追加の絶縁形コンバータは不要であるため、回路構成と制御方法の簡素な絶縁形コンバータの試験補法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】本発明の一実施態様による絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成図である。

【図2】一般的なＬＬＣ絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成図である。

【図3】従来の回生式ＤＡＢ絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成図である。

【図4】従来の回生式共振形コンバータの試験方法での回路構成図である。

【図5】本発明の他の実施態様による絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成図である。

【図6】本発明の他の実施態様に用いる漏れインダクタンスの大きい高周波トランスの斜視図である。

【図7】本発明の他の実施態様に用いる漏れインダクタンスの大きい高周波トランスの断面図である。

【図8】本発明の更に他の実施態様による絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0017】

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

【0018】

図１は本発明の一実施態様による絶縁形コンバータの試験方法での測定回路の構成図である。既述した図２のＬＬＣ絶縁形コンバータの試験方法での測定回路構成と異なる点は、高周波トランス５と交流／直流変換手段６との間に、高周波トランス５５と共振インダクタ３５と共振キャパシタ４５を設け、交流／直流変換手段６の出力側と直流／交流変換手段２の入力側とを接続し、出力電力を入力側に回生させたことである。

【0019】

共振インダクタ３と共振インダクタ３５、共振キャパシタ４と共振キャパシタ４５は夫々同一仕様である。また、高周波トランス５と高周波トランス５５も仕様が同一である。ここで仕様が同一とは、電気的特性が実質的に同一と見做せることである。例えば高周波トランスであれば、それを構成する磁心の構成材料、形状、磁路断面積などの大きさが同じで、巻線の形状、巻径、巻回方向、ターン数や、配置位置などが同じであり、工業的に同一の仕様として認識され得るものである。なお対象として具体的な構造体で無い等価的な回路素子である場合を含み、例えば共振インダクタは後述する高周波トランスの漏れインダクタンスであっても良く、電気的特性が等価な漏れインダクタンスであれば、それらは同一仕様として見做すことが出来る。

【0020】

同一仕様であっても共振インダクタのインダクタンス値や共振キャパシタのキャパシタンス値の電気的特性は例えば±５％程度の偏差を有していても良く、ばらつきがあっても同一と見做せる。電気的特性のばらつきで共振インダクタ３と共振キャパシタ４を含む共振回路の共振特性と、共振インダクタ３５と共振キャパシタ４５を含む共振回路の共振特性とでは、僅かな差異が有るが、コンバータの周波数制御により十分補正できる。同一仕様の高周波トランスでは、使用する部材や巻数比等が同じに構成され、重要な巻数比は厳格に管理されて製作されている。

【0021】

なお同一仕様の高周波トランス５、５５のそれぞれで、入力側巻線と出力側巻線を、使用される際に入力側となる巻線か出力側となる巻線かで区別し示している。よって図１に示すような高周波トランス５の出力側巻線側と高周波トランス５５の入力側巻線側が直接結線される状態では、高周波トランス５の入力側巻線と出力側巻線との巻数比がｎ：ｍで、高周波トランス５５の入力側巻線と出力側巻との巻数比はｍ：ｎであるので、高周波トランス５の入力側巻線側から高周波トランス５５の出力側巻線側を見た２個の高周波トランスの合成巻数比はｎ：ｎ、つまり１：１となる。
よって回路構成全体では、入力電圧Ｖｉと同じ電圧値の出力電圧Ｖｏが生成され、出力電力を入力側に回生させることができる。

【0022】

なお、一般的な高周波トランスは入力側巻線と出力側巻線間の結合度を極力高くなるように設計、製作される。図１の高周波トランス５、５５は入力側巻線と出力側巻線間の結合度を高くしたものである。但し、高周波トランス５、５５において小さな漏れインダクタンスは存在するが、共振インダクタ３、３５のインダクタンス値に比較して僅かであるので図では表記を省略している。入力側巻線と出力側巻線間の結合度を高める手法は、入力側巻線と出力側巻線の対向する面積を大きくし、対向距離を短くすることである。例えば入力側巻線と出力側巻線を夫々多分割し、且つ入力側巻線と出力側巻線を交合に配置することで対抗面積を増大させて、入力側巻線と出力側巻線間の結合度を高くすることできる。

【0023】

図２の従来例と図１の実施態様とで、高周波トランス５を同じ入力電圧、駆動周波数、出力電力で動作試験した場合、図１に示した実施態様は高周波トランス５５側の励磁電流成分が重畳される点で従来例と差異がある。これに関しては、高周波トランス５５の励磁電流成分の影響が僅かな場合は、図１の回路構成で高周波トランス５と５５を一度に試験できる。励磁電流成分の影響がある場合でも、図２の従来例の高周波トランス５と図１の実施態様では高周波トランス５５は同条件駆動となるので、温度上昇の評価では高周波トランス５５側の測定結果を採用すれば良い。前述のように、高周波トランス５と高周波トランス５５とは同一仕様であるので、高周波トランス５の測定結果が必要な場合は、図１の回路構成で高周波トランス５と高周波トランス５５を入れ換えて試験を行えば良い。

【0024】

ここまでは高周波トランス５、５５の試験に関して説明したが、同様に共振インダクタ３、３５の試験、共振キャパシタ４、４５の試験にも適用できる。

【0025】

図５は、本発明の他の実施態様のＬＬＣ絶縁形コンバータの試験方法であり、その測定回路の構成図である。前述した図１の実施態様の回路構成と異なる点は、共振インダクタ３、３５が無くなり、高周波トランス５、５５に代わって、漏れインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２を有する高周波トランス５６、５７を設けたことである。

【0026】

高周波トランス５６、５７は夫々漏れインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２を有する。厳密に言えば図１に示した実施態様の高周波トランス５、５５も夫々漏れインダクタンス成分を有するが、ＬＬＣ絶縁形コンバータとして必要なインダクタンス値としては小さく、共振インダクタ３、３５がこの役割を果たしている。図５の本発明の第二の実施例の高周波トランス５６、５７は入力側巻線と出力側巻線間の結合度を下げて漏れインダクタンスＬｒ１とＬｒ２を大きくし、ＬＬＣ絶縁形コンバータとして必要なインダクタンス値を得たものである。

【0027】

ここで漏れインダクタンスの大きい高周波トランス５６、５７の構成の一例を示す。図６は高周波トランスの斜視図であり、図７はその断面図である。高周波トランスは例えば一対の磁心３０１、３０２と、巻線３５１、３５２と、巻線間に配置された絶縁体３６０を含む。磁心３０１、３０２は、中脚と、その両側に間隔をもって配置された一対の側脚と、中脚と側脚を繋ぐ連結部を有し、図６に示すように、断面形状がアルファベットのＥ字状となっている。巻線３５１と巻線３５２は絶縁体３６０によって分離して配置されているため、巻線間の結合度は低くなり漏れインダクタンスは大きくなる。なお前述のように高周波トランス５６、５７は同じ仕様であるので、ここでは巻線３５１、３５２について入力側巻線、出力側巻線の区別はしていない。

【0028】

図５の回路構成図では高周波トランス５６の入力側巻線側に漏れインダクタンスＬｒ１は配置して図示されているが、厳密には高周波トランス５６の漏れインダクタンスは入力側巻線側と出力側巻線側の両方に存在する。図５では出力側巻線側の漏れインダクタンス成分を等価的に含めたものとして漏れインダクタンスＬｒ１は表現されている。また、高周波トランス５７も同様に構成されていて、その漏れインダクタンスＬｒ２も同様である。

【0029】

ここでも高周波トランス５６と５７は同一仕様であり、重要な巻数比は厳格に管理されて製作されている。よって高周波トランス５６の出力側巻線と高周波トランス５７の入力側巻線が直接結線される状態では、高周波トランス５６の入力側巻線から高周波トランス５７の出力側巻線を見た２個の高周波トランスの合成巻数比は１：１となる。よって回路構成全体では、入力電圧Ｖｉと同じ電圧値の出力電圧Ｖｏが生成され、出力電力を入力側に回生させることができる。

【0030】

前述の実施態様と同様に高周波トランス５６の入力側巻線側には高周波トランス５７の励磁電流成分が重畳されているので、この場合もまた、本来の駆動条件である高周波トランス５７側の測定結果を採用すれば良い。高周波トランス５６の測定結果が必要な場合は、図５の回路構成で高周波トランス５６と高周波トランス５７を入れ換えて試験を行えば良い。さらに高周波トランス５６の励磁電流成分の影響が僅かな場合は、高周波トランス５６と５７を一度に試験できる。

【0031】

図８は他の実施態様によるＤＡＢ絶縁形コンバータの試験方法であり、その測定回路の構成図である。既述した図３の従来例の回路構成と異なる点は、高周波トランス５１に代わって高周波トランス５８と５９を設けたことである。

【0032】

ここでも高周波トランス５８と５９は同一仕様であり、重要な巻数比は厳格に管理されて製作されている。よって高周波トランス５８の出力側巻線と高周波トランス５９の入力側巻線が直接結線される状態では、高周波トランス５８の入力側巻線から高周波トランス５９の出力側巻線を見た２個の高周波トランスの合成巻数比は１：１となる。よって回路構成全体では、入力電圧Ｖｉと同じ電圧値の出力電圧Ｖｏが生成され、出力電力を入力側に回生させることができる。

【0033】

前述の実施態様と同様に高周波トランス５８の入力側巻線には高周波トランス５９の励磁電流成分が重畳されているので、本来の駆動条件である高周波トランス５９側の測定結果を採用すれば良い。高周波トランス５８の測定結果が必要な場合は、図８の回路構成で高周波トランス５８と高周波トランス５９を入れ換えて試験を行えば良い。さらに高周波トランス５９の励磁電流成分の影響が僅かな場合は、高周波トランス５８と５９を一度に試験できる。

【実施例】

【0034】

図１に示すＬＬＣ絶縁形コンバータの試験装置にて、高周波トランス５と５５、共振インダクタ３と３５の評価試験を行った。高周波トランスの磁心には、日立金属株式会社製のＭＬ２９Ｄを使用し、高周波トランス５では、入力側巻線を８ターンとし出力側巻線を６ターンとして巻数比ｎ：ｍを４：３とした。高周波トランス５５は高周波トランス５と同じ仕様であり、高周波トランス５５の入力側巻線は、高周波トランス５では出力側巻線（６ターン）に対応し、出力側巻線は、高周波トランス５では入力側巻線（８ターン）に対応する。高周波トランス５５の一次巻線と二次巻線との巻数比ｍ：ｎは３：４とである。また、共振インダクタの磁心には日立金属株式会社製のＭＬ２９Ｄを使用した。表１に共振インダクタのインダクタンス値、共振キャパシタのキャパシタンス値を示す。

【0035】

【表1】

【0036】

直流／交流変換手段２に使用したＳｉＣ（ Ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｉｄｅ：炭化ケイ素）ＭＯＳＦＥＴと交流／直流変換手段６に使用したＳｉＣダイオードの製品名を表２に示す。全て米国Ｃｒｅｅ社製である。

【0037】

【表2】

【0038】

本評価試験での電気的条件を表３に示す。回生式の評価試験であるので、出力電力は７４７４Ｗであるが、入力側電力は４０６．６Ｗしか無く、省エネルギーで試験は行われた。

【0039】

【表3】

【0040】

評価試験結果である共振インダクタ３と３５、高周波トランス５と５５の各部位の温度上昇分δＴ（℃）を表４に示す。温度測定は熱電対法で行い、それぞれの部位にＴ型熱電対を密着させた状態で試験を行った。

【0041】

【表4】

【0042】

本評価試験では、共振インダクタ３、３５、高周波トランス５、５５は水冷ジャケットに装着されており、冷却水温度は２０℃に設定した。絶縁形コンバータは各部の温度上昇が十分飽和するように２時間動作させ、各部位の飽和温度から冷却水温度２０℃を減じた値をδＴとし、６０℃以下で良とした。全測定部位のδＴが６０℃以下であったので絶縁形コンバータの性能は良評価と判定された。しかも共振インダクタと高周波トランスの２組分を一回の評価試験で判定することが出来た。

【符号の説明】

【0043】

１ 直流入力電源
２、２１ 直流／交流変換手段
３、３５ 共振インダクタ
４、４５ 共振キャパシタ
５、５５、５６，５７、５８，５９ 高周波トランス
６、６１ 交流／直流変換手段
７ 負荷抵抗
３０１、３０２ 磁心
３５１、３５２ 巻き線
３６０ 絶縁体

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】