特許 7582472 ミキサ回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-05

(45)【発行日】2024-11-13

(54)【発明の名称】ミキサ回路

(51)【国際特許分類】

   H03D 7/12 20060101AFI20241106BHJP

【ＦＩ】

H03D7/12 Z

H03D7/12 C

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2023529368

(86)(22)【出願日】2021-06-24

(86)【国際出願番号】 JP2021023952

(87)【国際公開番号】W WO2022269860

(87)【国際公開日】2022-12-29

【審査請求日】2023-11-24

(73)【特許権者】

【識別番号】000004226

【氏名又は名称】日本電信電話株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098394

【弁理士】

【氏名又は名称】山川 茂樹

(74)【代理人】

【識別番号】100153006

【弁理士】

【氏名又は名称】小池 勇三

(74)【代理人】

【識別番号】100064621

【弁理士】

【氏名又は名称】山川 政樹

(74)【代理人】

【識別番号】100121669

【弁理士】

【氏名又は名称】本山 泰

(72)【発明者】

【氏名】濱田 裕史

(72)【発明者】

【氏名】徐 照男

【審査官】及川 尚人

(56)【参考文献】

【文献】特開昭６１－２４０７０５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開昭６１－２７６４０４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１２／００１９３０５（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１６－１１６１９８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－１１６６９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１７／２１６８３９（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｄ ７／００－９／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、
ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続されたＮ個の伝送線路と、
ＩＦ信号入力端子が前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの終端に接続されたＮ個の単位ミキサと、
前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、
前記Ｎ個の単位ミキサから出力されるＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器とを備え、
前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするミキサ回路。

【請求項2】

請求項１記載のミキサ回路において、
前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の遅延回路の入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第１の増幅器と、
前記Ｎ個の遅延回路の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第２の増幅器とをさらに備えることを特徴とするミキサ回路。

【請求項3】

請求項１または２記載のミキサ回路において、
前記Ｎ個の単位ミキサのＲＦ信号出力端子と前記電力合成器のＮ個の入力端子との間にそれぞれ挿入された第３の増幅器をさらに備えることを特徴とするミキサ回路。

【請求項4】

ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された第１の電力分配器と、
ＲＦ信号を等振幅・等位相でＮ分配するように構成された第２の電力分配器と、
ＩＦ信号が出力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続されたＮ個の伝送線路と、
ＲＦ信号入力端子が前記第２の電力分配器のＮ個の出力端子のそれぞれに接続され、ＩＦ信号出力端子が前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの終端に接続されたＮ個の単位ミキサと、
前記第１の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路とを備え、
前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF、またはθ₁＋（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするミキサ回路。

【請求項5】

請求項４記載のミキサ回路において、
前記第１の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の遅延回路の入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第１の増幅器と、
前記Ｎ個の遅延回路の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第２の増幅器とをさらに備えることを特徴とするミキサ回路。

【請求項6】

請求項４または５記載のミキサ回路において、
前記第２の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＲＦ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第３の増幅器をさらに備えることを特徴とするミキサ回路。

【請求項7】

ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、
ソースがグラウンドに接続されたＮ個のトランジスタと、
前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個のトランジスタのゲートとの間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、
前記Ｎ個のトランジスタのドレインから出力されたＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器と、
ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続された２Ｎ個の第１の伝送線路と、
前記ＩＦポート側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記第１の伝送線路と２ｋ番目の前記第１の伝送線路との接続点と、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記トランジスタのゲートとの間に挿入された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第２の伝送線路と、
一端が前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第３の伝送線路とを備え、
前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路の、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするミキサ回路。

【請求項8】

ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、
ソースがグラウンドに接続されたＮ個のトランジスタと、
前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個のトランジスタのゲートとの間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、
前記Ｎ個のトランジスタのドレインから出力されるＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器と、
ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さの２Ｎ＋１個の第１の伝送線路と、
前記ＩＦポート側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記第１の伝送線路の終端と２ｋ番目の前記第１の伝送線路の入力端との間、および２Ｎ＋１番目の前記第１の伝送線路の終端とグラウンドとの間に挿入されたＮ＋１個の第２の伝送線路と、
一端が前記ＩＦポート側から数えて２ｉ－１（ｉは１～Ｎ＋１の整数）番目の前記第１の伝送線路とｉ番目の前記第２の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ＋１個の第３の伝送線路と、
一端が前記ＩＦポート側から数えて２ｋ番目の前記第１の伝送線路とｋ番目の前記第２の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第４の伝送線路とを備え、
前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路と前記ｋ番目の第２の伝送線路の、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするミキサ回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術、特に周波数変換機能を有するミキサ回路に関するものである。

【背景技術】

【0002】

広帯域なＴＨｚ波（３００ＧＨｚ～３０ＴＨｚの電磁波）は、次世代無線通信（ｂｅｙｏｎｄ ５Ｇ）等の超高速無線通信への応用が考えられている。特に３００ＧＨｚ帯は、ＴＨｚ帯の中では大気伝搬中の吸収減衰が少なく、またＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）、ＳｉＧｅ、ＩｎＰ等からなる電子デバイスによって送信機（ＴＸ）および受信機（ＲＸ）が実現可能な周波数帯であるため、活発に研究開発が進められている（例えば非特許文献１、非特許文献２参照）。

【0003】

なかでも高周波特性に優れるＩｎＰは、３００ＧＨｚにおいても２０ｄＢ程度の高い利得の増幅器を実現可能な半導体材料であるため、高性能なＴＸおよび受信機実現のための有望な材料であるといえる（例えば非特許文献３参照）。

【0004】

図１３に、一般的なＴＸの構成を示す。ＴＸは、増幅器１００と、ミキサ１０１と、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）１０２とから構成される。ミキサ１０１は、中間周波信号（ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）を局部発振信号（ＬＯ（Local Oscillator）信号）と乗算することにより、所望の周波数帯の高周波信号（ＲＦ（Radio Frequency）信号）を生成する。ＰＡ１０２は、ＲＦ信号を電力増幅して出力する。

【0005】

ＴＸは、無線通信距離の長延化および通信の信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise ratio）確保のために、出力電力を大きくすることが重要となる。さらに、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の多値変調を行う場合を考えると、ミキサから出力されたＲＦ信号を歪みなく増幅する線形性が重要となる。線形性の指標として、利得が小信号利得から１ｄＢ低下する点の出力である１ｄＢ利得抑圧点出力（ＯＰ１ｄＢ）と、利得が小信号利得から１ｄＢ低下する点の入力である１ｄＢ利得抑圧点入力（ＩＰ１ｄＢ）が用いられる。

【0006】

高線形化のために、図１４に示すように、一般に、ＰＡ１０２においては、同相分配器１０２０と、複数の増幅器１０２１と、同相合成器１０２２とを用いた電力合成技術が用いられる。電力合成技術を用いると、電力合成数をＮ（Ｎ＝１，２，・・・）としたとき、電力合成される個々の増幅器１０２１の性能が同じであれば、理想的にはＯＰ１ｄＢをＮ倍大きくすることができる。このように、ＰＡの高線形化は従来技術で確立されている。

【0007】

次に、３００ＧＨｚ帯のような超高周波帯では、ＰＡだけでなくミキサの高線形化が重要となることを以下で説明する。
３００ＧＨｚ帯のように極めて高い周波数帯においては、トランジスタ一つ当たりの利得が小さいため、ＰＡの利得を低周波帯のように大きくとることが難しい。典型的には、３００ＧＨｚ帯におけるＰＡの利得は１０ｄＢ程度である。

【0008】

同様の理由で、ミキサも変換利得（入力ＩＦ信号に対する出力ＲＦ信号の比）を大きくとることが難しい。３００ＧＨｚ帯での典型的な変換利得は－２０ｄＢ程度である。したがって、典型的なＴＸの変換利得は、－２０＋１０＝－１０ｄＢ程度にとどまる。変換利得が－１０ｄＢのＴＸから０ｄＢｍのＲＦ線形出力信号を得たい場合、ミキサへの入力ＩＦ信号を１０ｄＢｍの高い値に設定する必要がある。したがって、ミキサは１０ｄＢｍの入力ＩＦ信号に対して線形性を確保しなければならなくなる。通常、ミキサのＩＰ１ｄＢは０ｄＢｍ以下である。このため、１０ｄＢｍの入力ＩＦ信号に対して線形性を確保することは困難である。

【0009】

典型的には、１００ＧＨｚ以下の周波数帯でのＰＡの利得は２０ｄＢ、ミキサの変換利得は－１０ｄＢである。そこで、ＰＡの利得を２０ｄＢ、ミキサの変換利得を－１０ｄＢとした時を考えると、ＴＸの変換利得は２０－１０＝１０ｄＢである。このため、ＴＸから０ｄＢｍのＲＦ線形出力信号を得たい場合、ミキサへの入力ＩＦ信号は－１０ｄＢｍの小信号で済む。よって、ミキサは高々－１０ｄＢｍの信号に対して線形性が担保されていればよい。この性能は、通常の典型的なミキサで十分達成可能な値である。

【0010】

以上から、ＰＡおよびミキサの利得が低下する３００ＧＨｚ帯においては、ミキサの高線形化が重要となることが分かった。図１３に示したミキサ１０１についても、電力合成技術を用いれば原理的には高線形化することができる。例えば図１５のミキサ１０１は、ＬＯ信号用の同相分配器１０１０と、ＩＦ信号用の同相分配器１０１１と、複数のミキサ１０１２と、同相合成器１０１３とから構成される。すなわち、同一性能のミキサ１０１２をＮ個並列配置して、個々のミキサ１０１２のＬＯ信号、ＩＦ信号、ＲＦ信号それぞれにおいて電力合成を施すことで、線形性をＮ倍高くすることができる。

【0011】

しかしながら、図１５に示した構成を、トランジスタ等を用いた集積回路技術で実現することは難しい。具体的には、ＬＯ信号の経路およびＲＦ信号の経路と交差する方向に配置されるＩＦ信号用の同相分配器１０１１を、平面上に回路を形成する集積回路技術で実現することは困難である。この実現困難性は、ミキサ１０１２が、ＰＡのような２ポート素子ではなく、３ポート素子であるということに起因する。

【0012】

以上述べたように、３００ＧＨｚのような高い周波数では、ミキサの高線形化が重要であるが、ミキサが３ポート素子であるため、電力合成による高線形化が困難であるという課題があった。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0013】

【文献】S.Lee et al.，“An 80-Gb/s 300-GHz-Band Single-Chip CMOS Transceiver”，IEEE Journal of Solid-State Circuits (JSSC)，vol.54，no.12，pp.3577-3588，Oct.2019

【文献】P.Rodriguez-Vazquez et al.，“A 16-QAM 100-Gb/s 1-M wireless link with an EVM of 17% at 230 GHz in an SiGe technology”，IEEE Microwave and Wireless Components Letters (MWCL)，vol.29，no.4，pp.297-299，Apr.2019

【文献】H.Hamada et al.，“300-GHz-band 120-Gb/s Wireless Ftont-End Based on InP-HEMT PAs and Mixers”，IEEE Journal of Solid-State Circuits (JSSC)，vol.55，no.9，2020

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0014】

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、ミキサ回路を高線形化することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0015】

本発明のミキサ回路は、ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続されたＮ個の伝送線路と、ＩＦ信号入力端子が前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの終端に接続されたＮ個の単位ミキサと、前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、前記Ｎ個の単位ミキサから出力されるＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器とを備え、前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするものである。

【0016】

また、本発明のミキサ回路の１構成例は、前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の遅延回路の入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第１の増幅器と、前記Ｎ個の遅延回路の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第２の増幅器とをさらに備えることを特徴とするものである。
また、本発明のミキサ回路の１構成例は、前記Ｎ個の単位ミキサのＲＦ信号出力端子と前記電力合成器のＮ個の入力端子との間にそれぞれ挿入された第３の増幅器をさらに備えることを特徴とするものである。

【0017】

また、本発明のミキサ回路は、ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された第１の電力分配器と、ＲＦ信号を等振幅・等位相でＮ分配するように構成された第２の電力分配器と、ＩＦ信号が出力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続されたＮ個の伝送線路と、ＲＦ信号入力端子が前記第２の電力分配器のＮ個の出力端子のそれぞれに接続され、ＩＦ信号出力端子が前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの終端に接続されたＮ個の単位ミキサと、前記第１の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路とを備え、前記Ｎ個の伝送線路のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF、またはθ₁＋（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするものである。

【0018】

また、本発明のミキサ回路の１構成例は、前記第１の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の遅延回路の入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第１の増幅器と、前記Ｎ個の遅延回路の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第２の増幅器とをさらに備えることを特徴とするものである。
また、本発明のミキサ回路の１構成例は、前記第２の電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個の単位ミキサのＲＦ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の第３の増幅器をさらに備えることを特徴とするものである。

【0019】

また、本発明のミキサ回路は、ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、ソースがグラウンドに接続されたＮ個のトランジスタと、前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個のトランジスタのゲートとの間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、前記Ｎ個のトランジスタのドレインから出力されたＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器と、ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続された２Ｎ個の第１の伝送線路と、前記ＩＦポート側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記第１の伝送線路と２ｋ番目の前記第１の伝送線路との接続点と、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記トランジスタのゲートとの間に挿入された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第２の伝送線路と、一端が前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第３の伝送線路とを備え、前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路の、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするものである。

【0020】

また、本発明のミキサ回路は、ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）するように構成された電力分配器と、ソースがグラウンドに接続されたＮ個のトランジスタと、前記電力分配器のＮ個の出力端子と前記Ｎ個のトランジスタのゲートとの間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路と、前記Ｎ個のトランジスタのドレインから出力されるＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成するように構成された電力合成器と、ＩＦ信号が入力されるＩＦポートとグラウンドとの間に直列に接続された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さの２Ｎ＋１個の第１の伝送線路と、前記ＩＦポート側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の前記第１の伝送線路の終端と２ｋ番目の前記第１の伝送線路の入力端との間、および２Ｎ＋１番目の前記第１の伝送線路の終端とグラウンドとの間に挿入されたＮ＋１個の第２の伝送線路と、一端が前記ＩＦポート側から数えて２ｉ－１（ｉは１～Ｎ＋１の整数）番目の前記第１の伝送線路とｉ番目の前記第２の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ＋１個の第３の伝送線路と、一端が前記ＩＦポート側から数えて２ｋ番目の前記第１の伝送線路とｋ番目の前記第２の伝送線路との接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の第４の伝送線路とを備え、前記２ｋ－１番目の第１の伝送線路と前記２ｋ番目の第１の伝送線路と前記ｋ番目の第２の伝送線路の、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量をΔθ_IFとしたときに、前記ＩＦポート側から数えてｋ番目の前記遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量がθ₁－ｋΔθ_IF、またはθ₁＋ｋΔθ_IF（θ₁は任意の位相）に設定されていることを特徴とするものである。

【発明の効果】

【0021】

本発明によれば、電力合成が可能となるように遅延回路によるＬＯ信号の位相遅延量を設定することにより、ミキサ回路の線形性を個々の単位ミキサのＮ倍とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1】図１は、本発明の第１の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、一般的な分布ミキサの構成を示すブロック図である。

【図3】図３は、本発明の第１の実施例に係るミキサ回路の別の構成を示すブロック図である。

【図4】図４は、本発明の第２の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図5】図５は、本発明の第２の実施例に係るミキサ回路の別の構成を示すブロック図である。

【図6】図６は、本発明の第３の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図7】図７は、本発明の第３の実施例に係るミキサ回路の別の構成を示すブロック図である。

【図8】図８は、本発明の第４の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図9】図９は、ゲートミキサの概要を示す図である。

【図10】図１０は、本発明の第５の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図11】図１１は、レジスティブミキサの概要を示す図である。

【図12】図１２は、本発明の第６の実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。

【図13】図１３は、従来の送信機の構成を示すブロック図である。

【図14】図１４は、電力合成技術を用いた電力増幅器の構成を示すブロック図である。

【図15】図１５は、電力合成技術を用いたミキサの構成を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

［第１の実施例］
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。ミキサ回路は、ＬＯ信号を等振幅・等位相でＮ分配（Ｎは２以上の整数）する電力分配器１と、Ｎ個の遅延回路２－１～２－Ｎと、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎと、ＩＦ信号が入力されるＩＦポート４１とグラウンドとの間に直列に接続され、それぞれの終端が単位ミキサ３－１～３－ＮのＩＦ信号入力端子と接続されたＮ個の伝送線路４－１～４－Ｎと、終段の伝送線路４－Ｎの終端とグラウンドとを接続する終端抵抗５と、単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されるＮ個のＲＦ信号を等振幅・等位相で合成する電力合成器６とから構成される。４０はＬＯ信号が入力されるＬＯポート、４２はＲＦ信号が出力されるＲＦポートである。

【0024】

本実施例では、ＩＦ信号の電力合成を平面回路内で実現するために、分布整合技術を用いている。分布整合技術とは、Ｎ個配置された伝送線路４－１～４－Ｎの各々が持つインダクタンスと、同様にＮ個配置された単位ミキサ３－１～３－Ｎの各々が持つ寄生容量とによってＮ段のラダー型の疑似伝送線路を形成することで、広帯域なインピーダンス整合を実現する手法である。

【0025】

一般に、分布整合が施されたミキサ回路は分布ミキサと呼称される。分布ミキサにおいては、通常、ＩＦ信号、ＬＯ信号、ＲＦ信号すべてについて分布整合回路を形成する。一般的な分布ミキサの構成を図２に示す。７－１～７－Ｎ，８－１～８－Ｎは伝送線路、９，１０は終端抵抗である。

【0026】

分布ミキサによれば、ＩＦ信号、ＬＯ信号、ＲＦ信号の帯域を広く確保することができるが、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎを配置した分布ミキサを設計しても、線形性をＮ倍にすることはできない。線形性をＮ倍にできない理由は、ＬＯ信号の分布整合に由来する。すなわち、図２の構成において、入力されたＬＯ信号は、伝送線路７－１～７－Ｎを伝搬しながら減衰するため、ＩＦポート４１側から数えて１番目の単位ミキサ３－１を駆動するＬＯ信号の電力とＮ番目の単位ミキサ３－Ｎを駆動するＬＯ信号の電力は大きく異なる。

【0027】

一般に、単位ミキサ３－１～３－Ｎにおいては、ＬＯ信号の電力と線形性とに正の相関がある。ミキサ回路の線形性を確保するためには十分なＬＯ信号の電力を単位ミキサ３－１～３－Ｎに供給しなければならない。ところが、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎの全てに十分なＬＯ信号の電力を供給することは、前述の伝送線路７－１～７－Ｎの損失から困難である。つまり、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎのそれぞれが、異なる線形性（ＩＰ１ｄＢ）を有することになる。したがって、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎを使用した分布ミキサ全体としての線形性は、単位ミキサを１個使用した場合のＮ倍にはならない。

【0028】

一般には、分布ミキサの線形性は、最も大きいＬＯ信号が供給される１番目の単位ミキサ３－１の線形性とほぼ等しいか、やや大きくなる程度である。また、伝送線路８－１～８－Ｎと終端抵抗１０とからなるＲＦ分布整合回路によるＲＦ信号に対する損失も大きいため、分布ミキサの変換利得およびＯＰ１ｄＢは、単位ミキサ１個を使用した場合よりも小さくなってしまうのが普通である。

【0029】

そこで、本実施例では、図１に示したように、ＩＦ信号については伝送線路４－１～４－Ｎと終端抵抗５とからなるＩＦ分布整合回路を用いるが、ＬＯ信号とＲＦ信号については分布整合回路を使用しない。ＬＯ分布整合回路とＲＦ分布整合回路を使用しない理由は、全ての単位ミキサ３－１～３－Ｎに同一の電力のＬＯ信号を供給するためである。

【0030】

ただし、ＬＯ分布整合回路とＲＦ分布整合回路を使用しない場合に問題となるのが、ミキサの位相整合である。図２に示した分布ミキサでは、ＲＦ信号、ＬＯ信号、ＩＦ信号の全てが位相整合するが、図１に示した本実施例の構成では位相整合しない可能性がある。すなわち、単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されるＲＦ信号の位相がばらばらになる可能性があり、Ｎ入力１出力の電力合成器６を使用したとしてもＮ倍の電力合成を実現できない。

【0031】

本実施例では、個々の単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されるＲＦ信号の位相を揃えるために、図１に示すように、電力分配器１によって分配されたＮ個のＬＯ信号に遅延回路２－１～２－Ｎを適用する。遅延回路２－１～２－Ｎは、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入される。遅延回路２－１～２－Ｎは、伝送線路等で実現できる。

【0032】

一般に、単位ミキサでのＬＯ信号とＩＦ信号の乗算において、ＲＦ信号の位相θ_RFは次のように表記される。
θ_RF＝θ_LO＋θ_IF ・・・（１）
θ_RF＝θ_LO―θ_IF ・・・（２）

【0033】

式（１）はＲＦ信号の周波数がＬＯ信号の周波数とＩＦ信号の周波数の和となる場合、すなわちＲＦ信号として上側波帯を使用する場合を示している。式（２）はＲＦ信号の周波数がＬＯ信号の周波数とＩＦ信号の周波数の差となる場合、すなわちＲＦ信号として下側波帯を使用する場合を示している。

【0034】

したがって、ＲＦ信号として上側波帯を使用する場合、ＩＦポート４１側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の遅延回路２－ｋによるＬＯ信号の位相遅延量をθ₁－ｋΔθ_IFに設定しておけば、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されるＲＦ信号の位相を、全て同一の値θ₁（θ₁は任意の位相）に揃えることができる。伝送線路４－１～４－Ｎのそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量は同一の値Δθ_IFに設定されている。

【0035】

また、ＲＦ信号として下側波帯を使用する本実施例のミキサ回路の構成を図３に示す。ＲＦ信号として下側波帯を使用する場合には、ＩＦポート４１側から数えてｋ番目の遅延回路２ａ－ｋによるＬＯ信号の位相遅延量をθ₁＋ｋΔθ_IFに設定しておけば、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されるＲＦ信号の位相を、全て同一の値θ₁に揃えることができる。

【0036】

一般に３００ＧＨｚ帯でミキサ回路を実現する場合、ＬＯ信号の周波数は２５０ＧＨｚ以上、ＩＦ信号の周波数は２５ＧＨｚ程度で、ＬＯ信号とＩＦ信号の周波数が十倍程度異なる。ＩＦ信号と同一の位相遅延量を得るために必要な遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎの長さは、ＩＦ信号の伝送線路の長さの１／１０で済む。ＬＯ信号の遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎの長さが短い点も図２の分布ミキサとは大きく異なる。

【0037】

図２に示した分布ミキサでは、通常、ＩＦ信号、ＬＯ信号、ＲＦ信号の伝送線路４－１～４－Ｎ，７－１～７－Ｎ，８－１～８－Ｎはほぼ同じ物理長を持つ。そのため、周波数が高いＬＯ信号やＲＦ信号はどうしても損失が大きくなる。本実施例では、ＬＯ信号の遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎが短いため、遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎによる損失は問題とならない。

【0038】

なお、伝送線路４－１～４－Ｎと終端抵抗５とからなるＩＦ分布整合回路の設計方法であるが、単位ミキサ３－１～３－Ｎの容量と伝送線路４－１～４－Ｎのインダクタンスとからなる疑似伝送線路の特性インピーダンスが所望の値（通常は５０Ω）となるように伝送線路４－１～４－Ｎの物理パラメータ（幅、長さ）を決めればよい。

【0039】

伝送線路４－１～４－Ｎの物理パラメータが決まれば、伝送線路４－１～４－Ｎのそれぞれの位相遅延量Δθ_IFが決まるので、ＬＯ信号の遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎの物理パラメータを決定することが可能となる。また、分布整合の原理から、ＩＦポート４１の終端部には終端抵抗５として、５０Ωの抵抗を配置した方が広帯域なミキサ特性が得られる。

【0040】

以上により、本実施例は、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎを同一の電力のＬＯ信号で駆動し、かつ同一位相のＲＦ信号を出力する構成であるから、ミキサ回路の線形性を個々の単位ミキサのＮ倍とすることができる。

【0041】

［第２の実施例］
第１の実施例では、遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎによる僅かな損失や、単位ミキサ３－１～３－ＮからＬＯ信号側を見込んだインピーダンスの変化がミキサ回路の全体動作に影響を及ぼすことが考えられるため、より実用的な構成として図４の構成を示す。

【0042】

本実施例のミキサ回路は、第１の実施例のミキサ回路において、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の遅延回路２－１～２－Ｎの入力端子との間にそれぞれＬＯ信号を増幅する増幅器１１－１～１１－Ｎを挿入し、Ｎ個の遅延回路２－１～２－Ｎの出力端子とＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれＬＯ信号を増幅する増幅器１２－１～１２－Ｎを挿入したものである。

【0043】

各増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎが飽和動作するように設計しておけば、遅延回路２－１～２－Ｎの損失に多少のばらつきがあっても、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎを完全に同一の電力（増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎの飽和電力）のＬＯ信号で駆動することができる。また、増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎには、一般に逆方向アイソレーションがある。このため、単位ミキサ３－１～３－Ｎから見たときのインピーダンスは、遅延回路２－１～２－Ｎの影響を受けなくなる。

【0044】

さらに、図５に示すように、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＲＦ信号出力端子と電力合成器６のＮ個の入力端子との間にそれぞれＲＦ信号を増幅する増幅器１３－１～１３－Ｎを挿入すれば、電力合成器６の過剰損失の影響を受けずに、単位ミキサ３－１～３－Ｎの出力を増幅することができ、本実施例のミキサ回路の変換利得をさらに向上させることができる。

【0045】

図４、図５の例では、遅延回路２－１～２－Ｎを使用しているが、図４、図５において遅延回路２－１～２－Ｎの代わりに遅延回路２ａ－１～２ａ－Ｎを設けるようにすれば、ＲＦ信号として下側波帯を使用する構成を実現できる。

【0046】

さらに、本発明の付随効果として、イメージ除去機能を挙げることができる。一般に、無線通信においては、ＲＦ信号として、上側波帯および下側波帯のどちらかのみを使用する。上側波帯および下側波帯のどちらかのみを使用するのは、帯域の有効活用という理由と、ＳＮＲ向上のためという理由がある。

【0047】

例えば、上側波帯をＲＦ信号に使用する場合、下側波帯はイメージ信号と称される不要波として扱われる。したがって、ＴＸにおいて、イメージ信号を除去する機能を具備することが望ましい場合がある。イメージ信号を除去する機能を備えたミキサは、一般には、イメージリジェクションミキサと呼称される。

【0048】

本発明では、上側波帯をＲＦ信号に使用する場合の遅延回路２－１～２－Ｎと下側波帯をＲＦ信号に使用する場合の遅延回路２ａ－１～２ａ－Ｎの設計が異なる。遅延回路２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎは、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎの出力において上側波帯、下側波帯のどちらかの位相を揃えるよう設計されている。単位ミキサ３－１～３－Ｎの出力の位相を揃えるように設計しないと、電力合成器６によりＮ個のＲＦ信号の電力合成ができないからである。

【0049】

換言すると、イメージ信号については、単位ミキサ３－１～３－Ｎの出力で位相が一致しない。このため、電力合成器６による電力合成は効率的には行われず、イメージ信号への変換利得はＲＦ信号への変換利得に比べて低下する。したがって、本発明のミキサ回路は、本質的にイメージ除去機能を備えている。

【0050】

［第３の実施例］
第１、第２の実施例では、ＴＸに用いるアップコンバージョンミキサの例で説明しているが、本発明はＲＸに用いるダウンコンバージョンミキサに適用することも可能である。ただし、この場合もＬＯ信号の遅延量を適切に設計する必要がある。

【0051】

図６は本実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。本実施例のミキサ回路は、電力分配器１と、単位ミキサ３－１～３－Ｎと、伝送線路４－１～４－Ｎと、終端抵抗５と、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれ挿入されたＮ個の遅延回路１４－１～１４－Ｎと、ＲＦ信号を等振幅・等位相で分配してＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＲＦ信号入力端子に入力する電力分配器１５とから構成される。なお、本実施例のミキサ回路はダウンコンバージョンミキサなので、ＩＦポート４１はＩＦ信号を出力するポートとなり、ＲＦポート４２はＲＦ信号が入力されるポートとなる。

【0052】

ＲＦ信号として上側波帯を使用する場合、ＩＦポート４１側から数えてｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）の遅延回路１４－ｋによるＬＯ信号の位相遅延量をθ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IFに設定する。ｋ番目の単位ミキサ３－ｋに入力されるＬＯ信号の位相は、θ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IFである。ｋ番目の単位ミキサ３－ｋに入力されるＲＦ信号の位相は、θ_RFである。θ_RFはｋに依存しない一定の値である。

【0053】

ｋ番目の単位ミキサ３－ｋから出力されるＩＦ信号の位相は、θ_RF－［θ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF］である。ｋ番目の単位ミキサ３－ｋから出力されたＩＦ信号のＩＦポート４１での位相は、ｋ個の伝送線路４－ｋ～４－１を通過することから、θ_RF－［θ₁－（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IF］＋ｋΔθ_IF＝θ_RF－［θ₁－(Ｎ＋１）Δθ_IF］となる。つまり、ＩＦ信号のＩＦポート４１での位相はｋに依存しなくなる。したがって、Ｎ個の単位ミキサ３－１～３－Ｎから出力されたＩＦ信号がＩＦポート４１において同位相合成される。

【0054】

また、ＲＦ信号として下側波帯を使用する本実施例のミキサ回路の構成を図７に示す。ＲＦ信号として下側波帯を使用する場合には、ＩＦポート４１側から数えてｋ番目の遅延回路１４ａ－ｋによるＬＯ信号の位相遅延量をθ₁＋（Ｎ－ｋ＋１）Δθ_IFに設定すればよい。

【0055】

［第４の実施例］
第３の実施例の、より実用的な構成として図８の構成を示す。本実施例のミキサ回路は、第３の実施例のミキサ回路において、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の遅延回路１４－１～１４－Ｎの入力端子との間にそれぞれＬＯ信号を増幅する増幅器１６－１～１６－Ｎを挿入し、Ｎ個の遅延回路１４－１～１４－Ｎの出力端子とＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＬＯ信号入力端子との間にそれぞれＬＯ信号を増幅する増幅器１７－１～１７－Ｎを挿入したものである。さらに、本実施例では、ＲＦポート４２と電力分配器１５の入力端子との間にＲＦ信号を増幅する前置増幅器１８を挿入し、電力分配器１５のＮ個の出力端子とＮ個の単位ミキサ３－１～３－ＮのＲＦ信号入力端子との間にそれぞれＲＦ信号を増幅する増幅器１９－１～１９－Ｎを挿入している。

【0056】

ＲＸにおいては初段のＲＦ損失が雑音指数（ＮＦ：Noise Figure）に大きく影響する。そこで、電力分配器１５の損失によるＮＦ劣化を回避するために、図８では、電力分配器１５の前段に前置増幅器１８を設けている。

【0057】

図８の例では、遅延回路１４－１～１４－Ｎを使用しているが、図８において遅延回路１４－１～１４－Ｎの代わりに遅延回路１４ａ－１～１４ａ－Ｎを設けるようにすれば、ＲＦ信号として下側波帯を使用する構成を実現できる。

【0058】

［第５の実施例］
次に、本発明の第５の実施例について説明する。本実施例では、単位ミキサとしてゲートミキサを使用する場合について説明する。ゲートミキサは、図９に示すように、ソース接地ＦＥＴ（Field Effect Transistor）２０のゲートＧにＩＦ信号およびＬＯ信号を入力し、ＲＦ信号をＦＥＴ２０のドレインＤから取り出す構成である。

【0059】

図１０は本実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。本実施例のミキサ回路は、電力分配器１と、遅延回路２－１～２－Ｎと、電力合成器６と、増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎと、ゲートＧが増幅器１２－１～１２－Ｎの出力端子に接続され、ドレインＤが電力合成器６の入力端子に接続され、ソースＳがグラウンドに接続されたＮ個のＦＥＴ２０－１～２０－Ｎと、ＩＦポート４１とグラウンドとの間に直列に接続された２Ｎ個の伝送線路２１－１～２１－２Ｎと、伝送線路２１－２Ｎの終端とグラウンドとを接続する５０Ωの終端抵抗２２と、ＩＦポート４１側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の伝送線路２１－（２ｋ－１）と２ｋ番目の伝送線路２１－２ｋとの接続点と、ｋ番目（ｋは１～Ｎの整数）のＦＥＴ２０－ｋのゲートＧとの間に挿入された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の伝送線路２３－１～２３－Ｎと、一端が伝送線路２１－（２ｋ－１）と伝送線路２１－２ｋとの接続点に接続され他端が開放された、ＬＯ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の伝送線路２４－１～２４－Ｎとから構成される。

【0060】

ＩＦ分布整合回路を構成する伝送線路２１－１～２１－２Ｎのそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量は全て同一の値に設定されている。そして、隣り合う２つの伝送線路２１－（２ｋ－１），２１－２ｋの、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量は、Δθ_IFに設定されている。

【0061】

図９のゲートミキサでは、ＩＦ信号からＲＦ信号へのアップコンバージョンは可能であるが、ＲＦ信号からＩＦ信号へのダウンコンバージョンを行うことができない。したがって、必然的に、本実施例のミキサ回路はアップコンバージョンミキサとなる。
本実施例の構成により、通常のゲートミキサの線形性がＮ倍された高線形特性が得られる。

【0062】

ここで留意すべき点として、ＬＯ信号とＩＦ信号のアイソレーションがある。図９に示した集中定数型のゲートミキサでは、ＬＯ整合回路２００とＩＦ整合回路２０１によりＬＯ信号とＩＦ信号のアイソレーションを実現できる。しかしながら、本実施例では、伝送線路２１－１～２１－２Ｎと終端抵抗２２とからなるＩＦ分布整合回路を用いるため、集中定数型のゲートミキサとは異なる手法でアイソレーションを確保する必要がある。

【0063】

そこで、本実施例では、伝送線路２３－１～２３－Ｎ，２４－１～２４－Ｎを用いる。伝送線路２４－１～２４－Ｎはオープンスタブである。したがって、ＩＦ分布整合回路と伝送線路２４－１～２４－Ｎとの接続点（伝送線路２１－（２ｋ－１）と伝送線路２１－２ｋとの接続点）のインピーダンスは、ＬＯ信号の周波数において０（短絡）となる。

【0064】

ＩＦ分布整合回路と伝送線路２４－１～２４－Ｎとの接続点における信号位相を伝送線路２３－１～２３－Ｎによって回転させることで、ＬＯ信号の周波数においてＦＥＴ２０－１～２０－ＮのゲートＧからＩＦ分布整合回路を見込んだインピーダンスを無限大（開放）とすることができる。

【0065】

なお、前述のように３００ＧＨｚ帯においてはＬＯ信号とＩＦ信号の周波数が１０倍程度異なるため、ＩＦ信号にとって伝送線路２３－１～２３－Ｎ，２４－１～２４－Ｎは十分短い。このため、伝送線路２３－１～２３－Ｎ，２４－１～２４－ＮがＩＦ分布整合回路の特性に悪影響を及ぼすことはないと考えてよい。

【0066】

以上により、本実施例では、単位ミキサとしてゲートミキサを使用する場合のＬＯ信号とＩＦ信号のアイソレーションを確保することができる。
なお、本実施例において増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎは必須の構成ではなく、第１の実施例と同様に、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の遅延回路２－１～２－Ｎの入力端子とを接続し、Ｎ個の遅延回路２－１～２－Ｎの出力端子とＮ個のＦＥＴ２０－１～２０－ＮのゲートＧとを接続するようにしてもよい。

【0067】

また、第２の実施例と同様に、Ｎ個のＦＥＴ２０－１～２０－ＮのドレインＤと電力合成器６のＮ個の入力端子との間にそれぞれＲＦ信号を増幅する増幅器を挿入するようにしてもよい。

【0068】

また、図１０の構成はＲＦ信号として上側波帯を使用する場合を示しているが、ＲＦ信号として下側波帯を使用する場合には、遅延回路２－１～２－Ｎの代わりに遅延回路２ａ－１～２ａ－Ｎを設けるようにすればよい。

【0069】

［第６の実施例］
次に、本発明の第６の実施例について説明する。本実施例では、単位ミキサとしてレジスティブミキサを使用する場合について説明する。レジスティブミキサは、図１１に示すように、ソース接地ＦＥＴ２５のゲートＧにＬＯ信号を入力し、ＦＥＴ２５のドレインＤにＩＦ信号を入力し、ＲＦ信号をドレインＤから取り出すか、またはドレインＤにＲＦ信号を入力し、ＩＦ信号をドレインＤから取り出す構成である。

【0070】

図１１のレジスティブミキサでは、アップコンバージョン、ダウンコンバージョン共に可能である。したがって、本実施例では、アップコンバージョンミキサ、ダウンコンバージョンのいずれも実現可能である。

【0071】

図１２は本実施例に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。本実施例のミキサ回路は、電力分配器１と、遅延回路２－１～２－Ｎと、電力合成器６と、増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎと、ゲートＧが増幅器１２－１～１２－Ｎの出力端子に接続され、ドレインＤが電力合成器６の入力端子に接続され、ソースＳがグラウンドに接続されたＮ個のＦＥＴ２５－１～２５－Ｎと、ＩＦポート４１とグラウンドとの間に直列に接続された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さの２Ｎ＋１個の伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１）と、ＩＦポート４１側から数えて２ｋ－１番目（ｋは１～Ｎの整数）の伝送線路２６－（２ｋ－１）と２ｋ番目の伝送線路２６－２ｋとの間、および２Ｎ＋１番目の伝送線路２６－（２Ｎ＋１）とグラウンドとの間に挿入されたＮ＋１個の伝送線路２７－１～２７－（Ｎ＋１）と、伝送線路２７－（Ｎ＋１）の終端とグラウンドとを接続する終端抵抗２８と、一端がＩＦポート４１側から数えて２ｉ－１（ｉは１～Ｎ＋１の整数）番目の伝送線路２６－（２ｉ－１）とｉ番目の伝送線路２７－ｉとの接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ＋１個の伝送線路２９－１～２９－（Ｎ＋１）と、一端がＩＦポート４１側から数えて２ｋ番目の伝送線路２６－２ｋとｋ番目の伝送線路２７－ｋとの接続点に接続され他端が開放された、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さのＮ個の伝送線路３０－１～３０－Ｎとから構成される。

【0072】

伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１）のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量は全て同一の値に設定されている。同様に、伝送線路２７－１～２７－（Ｎ＋１）のそれぞれの、ＩＦ信号に対する位相遅延量は全て同一の値に設定されている。そして、３つの伝送線路２６－（２ｋ－１），２６－２ｋ，２７－ｋの、ＩＦ信号に対する合計の位相遅延量は、Δθ_IFに設定されている。図１２の構成はアップコンバージョンミキサの例を示している。
本実施例の構成により、レジスティブミキサ１個当たりの線形性をＮ倍した線形性が得られる。

【0073】

第５の実施例と同様に、留意すべき点として、ＲＦ信号とＩＦ信号のアイソレーションがある。図１１に示した集中定数型のレジスティブミキサでは、ＲＦ整合回路２０２とＩＦ整合回路２０１によりＲＦ信号とＩＦ信号のアイソレーションを実現できる。しかしながら、本実施例では、伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２７－１～２７－（Ｎ＋１）と終端抵抗２８とからなるＩＦ分布整合回路を用いるため、集中定数型のレジスティブミキサとは異なる手法でアイソレーションを確保する必要がある。

【0074】

そこで、本実施例では、ＲＦ信号の周波数における四分の一波長の長さの伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎを用いる。伝送線路２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎはオープンスタブである。したがって、ＩＦ分布整合回路と伝送線路２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎとの接続点（伝送線路２６－（２ｉ－１）と伝送線路２７－ｉとの接続点、伝送線路２６－２ｋと伝送線路２７－ｋとの接続点）のインピーダンスは、ＲＦ信号の周波数において０（短絡）となる。

【0075】

ＩＦ分布整合回路と伝送線路２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎとの接続点における信号位相を伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１）によって回転させることで、ＲＦ信号の周波数においてＦＥＴ２５－１～２５－ＮのドレインＤからＩＦ分布整合回路を見込んだインピーダンスを無限大（開放）とすることができる。

【0076】

ＦＥＴ２５－１～２５－ＮのドレインＤにとっては、ＩＦ分布整合回路が２分岐配置されているため、どちらの分岐のインピーダンスもＲＦ信号の周波数において無限大とするために、伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎが必要となる。

【0077】

なお、前述のように３００ＧＨｚ帯においてはＲＦ信号とＩＦ信号の周波数が１０倍程度異なるため、ＩＦ信号にとって伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎは十分短い。このため、伝送線路２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－ＮがＩＦ分布整合回路の特性に悪影響を及ぼすことはないと考えてよい。

【0078】

以上により、本実施例では、単位ミキサとしてレジスティブミキサを使用する場合のＲＦ信号とＩＦ信号のアイソレーションを確保することができる。
なお、本実施例において増幅器１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎは必須の構成ではなく、第１の実施例と同様に、電力分配器１のＮ個の出力端子とＮ個の遅延回路２－１～２－Ｎの入力端子とを接続し、Ｎ個の遅延回路２－１～２－Ｎの出力端子とＮ個のＦＥＴ２５－１～２５－ＮのゲートＧとを接続するようにしてもよい。

【0079】

また、図１２の構成はＲＦ信号として上側波帯を使用する場合を示しているが、ＲＦ信号として下側波帯を使用する場合には、遅延回路２－１～２－Ｎの代わりに遅延回路２ａ－１～２ａ－Ｎを設けるようにすればよい。

【産業上の利用可能性】

【0080】

本発明は、信号の周波数変換を行うミキサ回路に適用することができる。

【符号の説明】

【0081】

１，１５…電力分配器、２－１～２－Ｎ，２ａ－１～２ａ－Ｎ，１４－１～１４－Ｎ，１４ａ－１～１４ａ－Ｎ…遅延回路、３－１～３－Ｎ…単位ミキサ、４－１～４－Ｎ，２１－１～２１－２Ｎ，２６－１～２６－（２Ｎ＋１），２７－１～２７－（Ｎ＋１）…伝送線路、５，２２，２８…終端抵抗、６…電力合成器、１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎ，１３－１～１３－Ｎ，１６－１～１６－Ｎ，１７－１～１７－Ｎ，１９－１～１９－Ｎ…増幅器、１８…前置増幅器、２０－１～２０－Ｎ，２５－１～２５－Ｎ…ＦＥＴ、２３－１～２３－Ｎ，２４－１～２４－Ｎ，２９－１～２９－（Ｎ＋１），３０－１～３０－Ｎ…伝送線路。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】