知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
▶ 新日本無線株式会社の特許一覧 ▶ 国立大学法人東京工業大学の特許一覧 ▶ アルプス電気株式会社の特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2025-01-07
(45)【発行日】2025-01-16
(54)【発明の名称】センサインターフェース回路及びセンサモジュール
(51)【国際特許分類】
H03L 7/093 20060101AFI20250108BHJP
【ＦＩ】
H03L7/093
【請求項の数】
9
(21)【出願番号】P 2023523817
(86)(22)【出願日】2021-05-26
(86)【国際出願番号】 JP2021020031
(87)【国際公開番号】W WO2022249346
(87)【国際公開日】2022-12-01
【審査請求日】2024-02-29
(73)【特許権者】
【識別番号】000191238
【氏名又は名称】日清紡マイクロデバイス株式会社
(73)【特許権者】
【識別番号】304021417
【氏名又は名称】国立大学法人東京科学大学
(73)【特許権者】
【識別番号】000010098
【氏名又は名称】アルプスアルパイン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002147
【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】佐藤 裕樹
(72)【発明者】
【氏名】佐藤 征幸
(72)【発明者】
【氏名】白川 貴啓
(72)【発明者】
【氏名】潘 春暉
(72)【発明者】
【氏名】石原 昇
(72)【発明者】
【氏名】村田 眞司
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】特開２００７－１２４３９４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００５－８５１９３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１５－１９７４１４（ＪＰ，Ａ）
【文献】登録実用新案第３０６３７１５（ＪＰ，Ｕ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０３Ｌ ７／０９３
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
センサに接続可能である周波数同期回路を備え、前記周波数同期回路は、
基準電圧を生成する基準電圧源と、
前記基準電圧源に接続され、前記基準電圧を用いて電流を生成する電流源と、
前記基準電圧源に接続された第１の入力ノードと前記電流源に接続された第２の入力ノードと出力ノードとを有し、前記第１の入力ノードで受ける電圧と前記第２の入力ノードで受ける電圧との一方が前記センサの検出値に対応し、前記第１の入力ノードで受ける電圧と前記第２の入力ノードで受ける電圧との差分に応じて制御電圧を生成する電圧差検出回路と、
前記電圧差検出回路の出力ノードに接続され、前記制御電圧に応じて発振信号を生成する電圧制御発振回路と、
前記電圧制御発振回路と前記電圧差検出回路の第２の入力ノードとの間に接続され、前記発振信号に応じた信号の周波数をインピーダンスに変換する周波数インピーダンス変換回路と、
を備えたセンサインターフェース回路。
【請求項2】
前記電流源は、前記センサに接続可能であり、前記基準電圧と前記センサの検出値とを用いて電流を生成し、前記電圧差検出回路は、前記第２の入力ノードで受ける電圧が前記センサの検出値と前記周波数とに対応する
請求項１に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項3】
前記基準電圧源と前記電圧差検出回路との間に接続され、前記センサに接続可能であり、前記基準電圧と前記センサの検出値との差分を増幅し、増幅された差分に応じた電圧を出力する増幅回路をさらに備え、前記電圧差検出回路は、前記第１の入力ノードで受ける電圧が前記センサの検出値に対応し、前記第２の入力ノードで受ける電圧が前記周波数に対応する
請求項１に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項4】
前記電圧制御発振回路と前記周波数インピーダンス変換回路との間に接続され、前記発振信号を分周する分周回路をさらに備え、前記周波数インピーダンス変換回路は、前記分周された信号の周波数をインピーダンスに変換する
請求項１に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項5】
前記周波数インピーダンス変換回路は、スイッチトキャパシタ回路で構成される請求項１に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項6】
前記周波数インピーダンス変換回路は、一端が第１の電位に接続された第１の容量素子と、
一端が前記第１の電位に接続され、他端が前記電圧差検出回路の第２の入力ノードに接続された第２の容量素子と、
一端が前記電圧差検出回路の第２の入力ノードに接続され、他端が前記第１の容量素子の他端に接続され、制御端が前記電圧制御発振回路に接続された第１のスイッチと、
前記電圧制御発振回路に接続されたインバータと、
一端が前記第１の容量素子の他端に接続され、他端が前記第１の電位に接続され、制御端が前記インバータに接続された第２のスイッチと、
を有する
請求項５に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項7】
前記電流源は、第２の電位と前記電圧差検出回路の第２の入力ノードとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記第２の電位と前記センサとの間に接続可能である第２のトランジスタと、
前記基準電圧源に接続された第１の入力ノードと前記第２のトランジスタ及び前記センサの間のノードに接続された第２の入力ノードと前記第１のトランジスタのゲート及び前記第２のトランジスタのゲートに共通接続された出力ノードとを有する差動増幅回路と、
を有する
請求項２に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項8】
前記電流源は、抵抗素子と、
第２の電位と前記電圧差検出回路の第２の入力ノードとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記第２の電位と前記抵抗素子との間に接続された第２のトランジスタと、
前記増幅回路に接続された第１の入力ノードと前記第２のトランジスタ及び前記抵抗素子の間のノードに接続された第２の入力ノードと前記第１のトランジスタのゲート及び前記第２のトランジスタのゲートに共通接続された出力ノードとを有する差動増幅回路と、
を有する
請求項３に記載のセンサインターフェース回路。
【請求項9】
アンテナと、インピーダンス変換回路と、
センサと、
前記センサと前記アンテナとの間に接続された請求項１から８のいずれか１項に記載のセンサインターフェース回路と、
を備えたセンサモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、センサインターフェース回路及びセンサモジュールに関する。
【背景技術】
【0002】
発振回路を有するセンサインターフェース回路は、センサの信号のレベルに応じて発振回路を発振させ、センサの信号に応じた周波数を有する発振信号を生成して出力する。このとき、センサインターフェース回路は、センサの信号を高精度に周波数に変換することが要求される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0003】
【文献】宮内 楓， 田口 泰地， 石川 洋介， 伊藤 浩之， 道正 志郎， 益 一哉， 石原 昇， 「ＲＦバックスキャッタリングによる低電力ワイヤレスセンサ端末モジュールの試作評価結果」， ２０１８年 電子情報通信学会総合大会， 日本， ２０１８年３月２０日－２３日， Ｂ－１８－１７， ｐ．３６１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
例えば、インターフェース回路において、センサの信号を高精度に周波数を変換するために、水晶などの原発振器を用いると、原発振器の発振信号に応じた電流を流し続けることになり、消費電流が増大することがあるため、消費電流を低減することが望まれる。
【0005】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、消費電流を低減できるセンサインターフェース回路及びセンサモジュールを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかるセンサインターフェース回路は、センサに接続可能である周波数同期回路を有し、前記周波数同期回路は、基準電圧を生成する基準電圧源と、前記基準電圧源に接続され、前記基準電圧を用いて電流を生成する電流源と、前記基準電圧源に接続された第１の入力ノードと前記電流源に接続された第２の入力ノードと出力ノードとを有し、前記第１の入力ノードで受ける電圧と前記第２の入力ノードで受ける電圧との一方が前記センサの検出値に対応し、前記第１の入力ノードで受ける電圧と前記第２の入力ノードで受ける電圧との差分に応じて制御電圧を生成する電圧差検出回路と、前記電圧差検出回路の出力ノードに接続され、前記制御電圧に応じて発振信号を生成する電圧制御発振回路と、前記電圧制御発振回路と前記電圧差検出回路の第２の入力ノードとの間に接続され、前記発振信号に応じた信号の周波数をインピーダンスに変換する周波数インピーダンス変換回路とを有する。
【発明の効果】
【0007】
本発明によれば、消費電流を低減できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【0008】
【図1】第１の実施形態に係るセンサインターフェース回路を含むセンサモジュールが適用された通信システム構成を示す図。
【図2】第１の実施形態にかかるセンサインターフェース回路を含むセンサモジュールの構成を示す図。
【図3】第１の実施形態における周波数同期回路の構成を示す図。
【図4】第１の実施形態における周波数インピーダンス変換回路の動作を示す図。
【図5】第１の実施形態における周波数同期回路の動作を示す波形図。
【図6】第２の実施形態にかかるセンサインターフェース回路を含むセンサモジュールの構成を示す図。
【図7】第２の実施形態における周波数同期回路の構成を示す図。
【図8】第２の実施形態における周波数同期回路の動作を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【0009】
以下、図面を参照しながら、センサインターフェース回路の実施形態について詳細に説明する。以下の実施形態では、同一の参照符号を付した部分は同様の動作をおこなうものとして、重複する説明は適宜省略する。
【0010】
（第１の実施形態）
第１の実施形態にかかるセンサインターフェース回路は、センサの信号を周波数に変換する回路である。この回路をＩｏＴ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ）技術へ適用する場合、センサインターフェース回路で変換された周波数に応じた信号をＲＦバックスキャッタ通信で通信可能に構成することが考えられる。
第１の実施形態にかかるセンサインターフェース回路は、センサの信号を周波数に変換する回路である。この回路をＩｏＴ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ）技術へ適用する場合、センサインターフェース回路で変換された周波数に応じた信号をＲＦバックスキャッタ通信で通信可能に構成することが考えられる。
【0011】
例えば、センサインターフェース回路１を含むセンサモジュール１００は、図１に示すように構成される。図１は、センサインターフェース回路１が適用されたセンサモジュール１００を含む通信システム３００の構成を示す図である。
【0012】
通信システム３００において、複数のセンサモジュール１００－１～１００－ｎ及び情報収集端末２００は、ＲＦバックスキャッタ通信が可能に構成されている。ｎは１以上の整数である。情報収集端末２００は、ＲＦ信号を各センサモジュール１００へ送信可能である。各センサモジュール１００は、そのＲＦ信号を用いて、センサの検出値に応じた信号を情報収集端末２００へ送信可能である。
【0013】
各センサモジュール１００は、センサ２、センサインターフェース回路１、インピーダンス変換回路４、及びアンテナ５を有する。センサインターフェース回路１は、センサ２及びアンテナ５の間に電気的に接続される。センサインターフェース回路１は、発振回路及びＲＦスイッチを有し、センサ２からの信号により発振回路の周波数を変化させ、その発振信号によりＲＦスイッチのオン・オフを制御することにより、ＲＦバックスキャッタ通信を行う。すなわち、センサインターフェース回路１は、アンテナ５から見たＲＦスイッチ側のインピーダンスを変化させ、情報収集端末２００からのＲＦ信号をセンサ情報に応じて反射及び吸収させて情報収集端末２００へ送信する。これにより、センサインターフェース回路１において、消費電流を低減しながらセンサ情報の信号を情報収集端末２００へ送信できる。
【0014】
発振回路の発振周波数は、例えば、増幅回路と、抵抗、容量、インダクタ、遅延素子、の何れか、或いは組み合わせで構成される。発振回路がインバータと抵抗Ｒと容量Ｃで構成される弛張発振回路である場合、発振周期Ｔは、理論上、次の数式１で表される。
Ｔ＝２・ｌｎ３・（Ｒ・Ｃ）＋Ｔｄ・・・数式１
Ｔ＝２・ｌｎ３・（Ｒ・Ｃ）＋Ｔｄ・・・数式１
【0015】
数式１において、Ｔｄはインバータの遅延時間である。この弛張発振回路で温度に対して高い安定性能を得るためには、抵抗Ｒ、容量Ｃ、遅延時間Ｔｄの温度係数をゼロに近づけることが望まれる。遅延時間Ｔｄは、インバータの遅延時間であるため電源電圧変動や温度変動に対して大きく変化するため、温度に対して高い安定性能を得ることが困難である。
【0016】
温度安定性が問題となる具体例として、周波数の変化量を検出するアプリケーションが挙げられる。センサを弛張発振回路に接続することによって、例えばセンサの抵抗の変化に応じて発振周波数の変化が得られる。センサの抵抗の変化量と発振周波数の変化量とは相関がある。例えば、センサの信号が１％変化した時に周波数は１％変化する。弛張発振回路を１００ｋＨｚで発振させた場合、周波数変化は１ｋＨｚとなり、１ｋＨｚの変化を例えば６４階調で検出するためには、１ｋＨｚ／６４＝１５．６２５Ｈｚの変動量に対応した精度で発振周波数が生成されることが望まれる。
【0017】
発振回路の発振周波数を高精度化するために、発振回路を周波数同期回路で実現することが考えられる。例えば、周波数同期回路は原発振器、周波数比較回路、分周回路、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）で構成される周波数負帰還回路である。電圧制御発振回路の発振周波数と原発振器の基準発振周波数との周波数差を検出し、周波数差がゼロに近づくように電圧制御発振回路を電圧制御する。その結果、基準発振周波数の周波数精度で電圧制御発振回路が発振することになり、電圧制御発振回路の特性要求を緩和できることになる。
【0018】
ここで、周波数同期回路において、基準周波数を生成するための原発振器は、水晶振動子又はレゾネータなどが用いられ得る。しかし、センサインターフェース回路１において、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器を用いることは、次の理由から困難である。
【0019】
例えば、ＩｏＴに適用する場合にセンサインターフェース回路１には低消費電力化が要求されるが、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器を用いると、原発振器の発振信号に応じた電流を流し続けることになる。これにより、センサインターフェース回路１の消費電流が増大し、低消費電力化の要求を満たすことが困難になる可能性がある。
【0020】
各センサモジュール１００は、情報収集端末２００から受信されるＲＦ信号を用いて発電することがあるが、電波法の制限により発電から動作までの時間が限られる。周波数同期回路において、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器を用いると、基準周波数信号の周波数を安定させるまでのロック時間が長いため、電波法の制限を満たすことが困難になる可能性がある。
【0021】
トランジスタなどの回路素子に比べると、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器は物理的に大きくなりやすい。そのため、周波数同期回路において、水晶などの原発振器を用いると、センサインターフェース回路１が大型化しやすく、例えばＩｏＴ技術に要求される実装サイズの要求を満たすことが困難になる可能性がある。
【0022】
トランジスタなどの回路素子に比べると、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器はコスト的に高い。このため、周波数同期回路において、水晶振動子又はレゾネータなどの原発振器を用いると、センサインターフェース回路１のコストが増加しやすい。
【0023】
そこで、第１の実施形態では、センサインターフェース回路１において、周波数同期回路を、周波数ドメインに代えて電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を行うよう構成することで、原発振器を用いることなく周波数同期回路の高精度化を図る。
【0024】
具体的には、センサインターフェース回路１において、周波数同期回路は、基準周波数信号に代えて基準電圧を生成する。基準電圧は、抵抗素子などの回路素子で生成可能である。周波数同期回路は、発振動作を行って生成した発振信号の発振周波数をインピーダンスに変換する。例えば、スイッチトキャパシタ回路を用いることで、発振信号の発振周波数をインピーダンスに変換できる。変換されたインピーダンスは、センサの検出値に応じた電流を用いてさらに電圧に変換される。変換された電圧は、センサの検出値に応じた電圧である。周波数同期ループのフィードバック動作は、センサの検出値に応じた電圧と基準電圧との差分がゼロに近づくように行われる。これにより、電圧ドメインで周波数同期機能を実現でき、基準電圧の精度に影響されにくく高精度かつロバスト性の高い発振周波数を得ることができる。この結果、原発振器を用いることなく周波数同期回路を高精度化できる。したがって、例えば、センサインターフェース回路１の消費電流を低減でき、低消費電力化の要求を満たすことができる。周波数同期ループのロック時間を短縮でき、電波法の制限を満たすことができる。センサインターフェース回路１の大型化を抑制でき、ＩｏＴ技術に要求される実装サイズの要求を満たすことができるため、発振周波数精度を劣化させることなく、集積回路への集積も可能である。また、原発振器を用いる場合に比べて、センサインターフェース回路１のコストを低減できる。
【0025】
【0026】
センサモジュール１００において、センサインターフェース回路１は、センサ２とインピーダンス変換回路４及びアンテナ５との間に接続される。インピーダンス変換回路４は、センサインターフェース回路１及びアンテナ５の間に電気的に接続される。
【0027】
センサ２は、抵抗性のセンサであり、その検出値に応じて、等価的に、抵抗値が変化する可変抵抗素子ＲＳＥＮＳを含む。可変抵抗素子ＲＳＥＮＳは、一端がセンサインターフェース回路１の端子１ａに接続され、他端がグランド電位に接続される。
【0028】
インピーダンス変換回路４は、インピーダンス変換器４ａ及びインピーダンス変換器４ｂを有する。インピーダンス変換器４ａ及びインピーダンス変換器４ｂは、センサインターフェース回路１及びアンテナ５の間に並列に接続される。インピーダンス変換器４ａは、一端がアンテナ５に接続され、他端がセンサインターフェース回路１の端子１ｂに接続される。インピーダンス変換器４ｂは、一端がアンテナ５に接続され、他端がセンサインターフェース回路１の端子１ｃに接続される。
【0029】
センサインターフェース回路１は、周波数同期回路１０、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）７、ＲＦスイッチ６、発電回路８、及び電圧制御回路９を有する。
【0030】
発電回路８は、端子１ｃ及び電圧制御回路９の間に電気的に接続される。発電回路８は、容量素子等の蓄積素子を有し、アンテナ５からインピーダンス変換器４ｂ及び端子１ｃ経由でＲＦ信号が伝達される。
【0031】
電圧制御回路９は、発電回路８及び周波数同期回路１０の間に電気的に接続される。電圧制御回路９は、充電期間に、周波数同期回路１０への電力供給を遮断して蓄積素子に電荷を蓄積させ、放電期間に、蓄積素子に蓄積された電荷を用いて周波数同期回路１０への電力供給を行う。これにより、周波数同期回路１０の入力ノード１０ａに電源電位ＶＤＤが供給され得る。
【0032】
周波数同期回路１０は、入力ノード１０ａが電圧制御回路９に電気的に接続され、入力ノード１０ｂが端子１ａを介してセンサ２に電気的に接続され、出力ノード１０ｃがＬＰＦ７に電気的に接続される。周波数同期回路１０は、センサ２の検出値（例えば、可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの抵抗値）に応じて発振動作を行う。このとき、周波数同期回路１０は、電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を行う。
【0033】
周波数同期回路１０は、基準電圧ＶＲＥＦを生成する。それとともに、周波数同期回路１０は、発振動作を行って生成した発振信号の発振周波数ＦＯＵＴをインピーダンスに変換する。周波数同期回路１０は、変換されたインピーダンスを、可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの抵抗値に応じた電流ＩＳＥＮＳを用いてさらに電圧ＶＳＥＮＳに変換する。変換された電圧ＶＳＥＮＳは、センサの検出値に応じた電圧である。周波数同期回路１０は、周波数同期ループのフィードバック動作を、センサの検出値に応じた電圧ＶＳＥＮＳと基準電圧ＶＲＥＦとの差分がゼロに近づくように行う。これにより、電圧ドメインで周波数同期機能を高精度に実現できる。
【0034】
例えば、周波数同期回路１０は、図２に示すように、電圧制御発振回路１１、分周回路１２、周波数インピーダンス変換回路１３、基準電圧源１４、電流源１５、電圧差検出回路１６、及びフィルタ１７を有する。電圧差検出回路１６、フィルタ１７、電圧制御発振回路１１、分周回路１２、周波数インピーダンス変換回路１３は、ループ状に接続される。このループ状の接続が周波数同期ループを構成する。また、周波数同期回路１０は、センサ２が電流源１５に接続され、センサ２の検出値に応じて電流源１５が流す電流ＩＳＥＮＳが変化する。周波数同期回路１０は、電流変化型の周波数同期回路と呼ぶことができる。
【0035】
基準電圧源１４は、電流源１５及び電圧差検出回路１６に並列に接続されている。基準電圧源１４は、出力ノード１４ａが電流源１５の制御ノード１５ｃと電圧差検出回路１６の入力ノード１６ａとに接続されている。基準電圧源１４は、基準電圧を生成する。例えば、基準電圧源１４は、図３に示すように抵抗分圧で基準電圧ＶＲＥＦを生成する。図３は、周波数同期回路１０の構成を示す図である。基準電圧源１４は、複数の抵抗素子１４１，１４２を有する。抵抗素子１４１は、一端がグランド電位に接続され、他端が抵抗素子１４２に接続される。抵抗素子１４２は、一端が抵抗素子１４１に接続され、他端が電源電位ＶＤＤに接続される。抵抗素子１４１の抵抗値をＲとし、抵抗素子１４２の抵抗値をＲとすると、基準電圧源１４は、次の数式２に示す基準電圧ＶＲＥＦを生成し得る。
ＶＲＥＦ＝｛Ｒ／（Ｒ＋Ｒ）｝×ＶＤＤ＝ＶＤＤ／２・・・数式２
ＶＲＥＦ＝｛Ｒ／（Ｒ＋Ｒ）｝×ＶＤＤ＝ＶＤＤ／２・・・数式２
【0036】
図３では、抵抗分圧比が１／２の構成が例示されているが、基準電圧源１４は、要求される基準電圧ＶＲＥＦの値に応じて０より大きく１より小さい他の抵抗分圧比の値で構成されてもよい。
【0037】
図２に示す基準電圧源１４は、基準電圧ＶＲＥＦを電流源１５及び電圧差検出回路１６へそれぞれ供給する。
【0038】
電流源１５は、基準電圧源１４、電圧差検出回路１６、周波数インピーダンス変換回路１３に電気的に接続され、センサ２に電気的に接続可能である。電流源１５は、入力ノード１５ａが電圧制御回路９に接続され、入力ノード１５ｃが基準電圧源１４に接続され、入力ノード１５ｄがセンサ２に接続され、出力ノード１５ｂが電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続されている。電流源１５は、センサ２の検出値に応じた電流ＩＳＥＮＳを発生させて電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに流す。
【0039】
例えば、電流源１５は、図３に示すように構成され得る。電流源１５は、トランジスタ１５１、トランジスタ１５２、及び差動増幅回路１５３を有する。トランジスタ１５１は、電源電位ＶＤＤと電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂとの間に電気的に接続される。トランジスタ１５１は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソースが電源電位ＶＤＤに接続され、ドレインが電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続され、ゲートが差動増幅回路１５３の出力ノード１５３ｃに接続される。トランジスタ１５２は、電源電位ＶＤＤとセンサ２との間に電気的に接続可能である。トランジスタ１５２は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソースが電源電位ＶＤＤに接続され、ドレインがセンサ２における可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの一端に接続され、ゲートが差動増幅回路１５３の出力ノード１５３ｃとトランジスタ１５１のゲートとに接続される。差動増幅回路１５３は、入力ノード１５３ａ、入力ノード１５３ｂ及び出力ノード１５３ｃを有する。入力ノード１５３ａは、基準電圧源１４に電気的に接続され、基準電圧源１４から基準電圧ＶＲＥＦを受ける。入力ノード１５３ｂは、トランジスタ１５２及びセンサ２の間のノード１５４に電気的に接続される。出力ノード１５３ｃは、トランジスタ１５１のゲート及びトランジスタ１５２のゲートに共通接続される。
【0040】
すなわち、トランジスタ１５１及びトランジスタ１５２は、差動増幅回路１５３を介してカレントミラー回路を構成する。差動増幅回路１５３→トランジスタ１５２→ノード１５４→差動増幅回路１５３のフィードバックループを用いて、差動増幅回路１５３は、ノード１５４の電位が基準電圧ＶＲＥＦに等しくなるようにトランジスタ１５１のゲート電圧及びトランジスタ１５２のゲート電圧を制御する。これにより、可変抵抗素子ＲＳＥＮＳに流れる電流ＩＳＥＮＳ’は、次の数式３のようになる。
ＩＳＥＮＳ’＝ＶＲＥＦ／ＲＳＥＮＳ・・・数式３
ＩＳＥＮＳ’＝ＶＲＥＦ／ＲＳＥＮＳ・・・数式３
【0041】
カレントミラー回路のミラー比を１とすると、電流源１５から電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに流れる電流ＩＳＥＮＳは、次の数式４のようになる。
ＩＳＥＮＳ＝ＩＳＥＮＳ’＝ＶＲＥＦ／ＲＳＥＮＳ・・・数式４
ＩＳＥＮＳ＝ＩＳＥＮＳ’＝ＶＲＥＦ／ＲＳＥＮＳ・・・数式４
【0042】
数式４に示されるように、電流源１５の電流ＩＳＥＮＳは、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの変化に応じて変化する。電流ＩＳＥＮＳは、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの変化を示す。
【0043】
図２に示す電圧制御発振回路１１は、電圧差検出回路１６及び出力ノード１０ｃの間に電気的に接続され、フィルタ１７及び分周回路１２の間に電気的に接続される。電圧制御発振回路１１は、入力ノード１１ａがフィルタ１７を介して電圧差検出回路１６の出力ノード１６ｃに電気的に接続され、出力ノード１１ｂが分周回路１２を介して出力ノード１０ｃに電気的に接続される。電圧制御発振回路１１は、電圧差検出回路１６からフィルタ１７を介して受けた制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて発振動作を行い、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じた周波数ＦＳＥＮＳを有する発振信号を生成する。
【0044】
例えば、電圧制御発振回路１１は、図３に示すように弛張型の発振回路で構成され得る。電圧制御発振回路１１は、インバータチェーン１１１、可変抵抗素子１１２、及び容量素子１１３を有する。インバータチェーン１１１は、リング状に接続された複数段のインバータＩｎｖ１～Ｉｎｖ３を含む。各インバータＩｎｖは、例えばＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタとをインバータ接続することで構成される。インバータＩｎｖの段数は、奇数段であり、例えば３段である。初段のインバータＩｎｖ１の出力ノードは、次段のインバータＩｎｖ２の入力ノードに電気的に接続されている。最終段のインバータＩｎｖ３の出力ノードは、電圧制御発振回路１１の出力ノード１１ｂと初段のインバータＩｎｖ１の入力ノードとにそれぞれ電気的に接続されている。可変抵抗素子１１２は、インバータチェーン１１１における複数段のインバータＩｎｖ１～Ｉｎｖ３に直列に電気的に接続される。図３では、可変抵抗素子１１２がインバータＩｎｖ２の出力ノードとインバータＩｎｖ３の入力ノードとの間に電気的に接続された構成が例示されている。容量素子１１３は、インバータチェーン１１１におけるインバータＩｎｖ及び抵抗素子１１２と並列に接続される。図３では、容量素子１１３が２段目のインバータＩｎｖ２及び可変抵抗素子１１２の直列接続に対して並列に接続された構成が例示されている。
【0045】
電圧制御発振回路１１では、可変抵抗素子１１２が制御ノードで制御電圧ＶＣＴＲＬを受ける。可変抵抗素子１１２は、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じてその抵抗値ＲＶＣＯが変化する。容量素子１１３の容量値をＣＶＣＯとすると、可変抵抗素子１１２の抵抗値ＲＶＣＯが変化することで、可変抵抗素子１１２と容量素子１１３との時定数ＲＶＣＯ×ＣＶＣＯが変化する。電圧制御発振回路１１の発振周波数ＦＳＥＮＳは、時定数ＲＶＣＯ×ＣＶＣＯに応じて決まる。すなわち、電圧制御発振回路１１は、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて時定数ＲＶＣＯ×ＣＶＣＯが変化し、変化後の時定数ＲＶＣＯ×ＣＶＣＯに応じた周波数ＦＳＥＮＳを有する発振信号を生成する。なお、可変抵抗素子１１２は、例えばドレインをインバータＩｎｖ２の出力ノードに接続し、ソースをインバータＩｎｖ３の入力ノードに接続し、ゲートに制御電圧ＶＣＴＲＬが印加されるＮＭＯＳトランジスタで構成してもよい。
【0046】
図２に示す電圧制御発振回路１１は、周波数ＦＳＥＮＳを有する発振信号を分周回路１２へ供給する。
【0047】
分周回路１２は、電圧制御発振回路１１及び出力ノード１０ｃの間に電気的に接続される。分周回路１２は、入力ノード１２ａが電圧制御発振回路１１の出力ノード１１ｂに電気的に接続され、出力ノード１２ｂが出力ノード１０ｃに電気的に接続される。分周回路１２は、入力ノード１２ａで受けた発振信号を分周し、周波数ＦＯＵＴを有する発振信号を生成してＬＰＦ７及び周波数インピーダンス変換回路１３へそれぞれ供給する。周波数ＦＯＵＴは、周波数ＦＳＥＮＳの２分の１の周波数であってもよい。このとき、分周回路１２は、発振信号のデューティー比を例えば５０％近傍に調整することができる。
【0048】
例えば、分周回路１２は、図３に示すように、２分周するように構成される。分周回路１２は、フリップフロップ１２１及びインバータ１２２を有する。フリップフロップ１２１は、データ入力ノードＤがインバータ１２２の出力ノードに接続され、クロックノードＣＫが電圧制御発振回路１１の出力ノード１１ｂに接続され、データ出力ノードＱがインバータ１２２の入力ノード、ＬＰＦ７、及び周波数インピーダンス変換回路１３にそれぞれ接続される。フリップフロップ１２１は、発振信号の波形の立ち上がりエッジに同期して、その出力信号が論理反転された信号を保持するとともに、その出力信号をトグルさせる。これにより、分周回路１２は、入力ノード１２ａで受けた発振信号を２分周し、周波数ＦＯＵＴ（＝ＦＳＥＮＳ／２）を有する発振信号を生成する。また、分周回路１２は、受けた発振信号の周期で出力される発振信号をトグルさせることで、発振信号のデューティー比を５０％近傍に調整し得る。
【0049】
図２に示す分周回路１２は、周波数ＦＯＵＴを有する発振信号を、ＬＰＦ７に出力するとともに、周波数インピーダンス変換回路１３へフィードバックする。
【0050】
周波数インピーダンス変換回路１３は、電圧制御発振回路１１と電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂとの間に電気的に接続され、分周回路１２と電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂとの間に電気的に接続される。周波数インピーダンス変換回路１３は、分周回路１２の出力ノード１２ｂから電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに至るフィードバックライン上に配される。周波数インピーダンス変換回路１３は、入力ノード１３ａが分周回路１２に接続され、出力ノード１３ｂが電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続される。周波数インピーダンス変換回路１３は、分周回路１２から発振信号を受け、発振信号の周波数ＦＯＵＴをインピーダンスに変換する。
【0051】
例えば、周波数インピーダンス変換回路１３は、図３に示すように、スイッチトキャパシタ回路で構成され得る。スイッチトキャパシタ回路とは、スイッチと容量素子とを組み合わせることで抵抗器のように電流又は電圧を制限する回路である。周波数インピーダンス変換回路１３は、発振信号に応じて容量素子を充放電させることで、その回路インピーダンスを発振信号の周波数に応じた値にすることができる。
【0052】
周波数インピーダンス変換回路１３は、容量素子１３１、容量素子１３２、スイッチ１３３、スイッチ１３４、及びインバータ１３５を有する。容量素子１３１は、一端がグランド電位に接続され、他端がスイッチ１３３及びスイッチ１３４の間のノード１３６に接続される。容量素子１３２は、一端がグランド電位に接続され、他端が電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続される。スイッチ１３３は、一端が電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続され、他端がノード１３６に接続され、制御端が分周回路１２を介して電圧制御発振回路１１に接続される。スイッチ１３４は、一端がノード１３６に接続され、他端がグランド電位に接続され、制御端がインバータ１３５に接続される。インバータ１３５は、入力ノードが分周回路１２を介して電圧制御発振回路１１に接続され、出力ノードがスイッチ１３４に接続される。
【0053】
周波数インピーダンス変換回路１３では、スイッチ１３３及びスイッチ１３４が、発振信号のレベルに応じて相補的にオン・オフする。これにより、容量素子１３１が充放電される。発振信号がＨレベルである場合、スイッチ１３３がオフ状態に維持されるとともにスイッチ１３４がオン状態に維持され、容量素子１３１の電荷がグランド電位に排出され、容量素子１３１が放電される。発振信号がＬレベルである場合、スイッチ１３３がオン状態に維持されるとともにスイッチ１３４がオフ状態に維持され、電流ＩＳＥＮＳに応じた電荷が容量素子１３１に蓄積され、容量素子１３１が充電される。このとき、容量素子１３２は、発振信号のレベルに関わらず、電流ＩＳＥＮＳに応じた電荷を蓄積した状態を維持している。
【0054】
すなわち、周波数インピーダンス変換回路１３は、周波数ＦＯＵＴを有する発振信号によって容量素子１３１に対して周期的に充電と放電とを繰り返すことで等価的に周波数ＦＯＵＴに対応するインピーダンスを発生できる。周波数インピーダンス変換回路１３の出力電圧は、電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂの電圧ＶＳＥＮＳとして現れる。電圧ＶＳＥＮＳは、容量素子１３１の充電時において、時定数的に変化するが、電流ＩＳＥＮＳに応じた電荷の蓄積を維持する容量素子１３２によって平均化されながら安定点に収束する。
【0055】
例えば、図４に示すように、電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１のとき、安定点に収束する時における電圧ＶＳＥＮＳ＝Ｖ１になる。電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ２のとき、安定点に収束する時における電圧ＶＳＥＮＳ＝Ｖ２になる。電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１０のとき、安定点に収束する時における電圧ＶＳＥＮＳ＝Ｖ１０になる。図４は、周波数インピーダンス変換回路１３の動作を示す図であり、縦軸が電圧の大きさを示し、横軸が時間を示す。周波数インピーダンス変換回路１３では、流れ込む電流ＩＳＥＮＳが増えると、安定点に収束する時における電圧ＶＳＥＮＳがそれにほぼ比例して上昇することが分かる。すなわち、容量素子１３２の容量値をＣＡＶＥ、容量素子１３１の容量値をＣＳＣとすると、安定点に収束する時における電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂの電圧ＶＳＥＮＳは、次の数式５のようになる。
ＶＳＥＮＳ＝ＩＳＥＮＳ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式５
ＶＳＥＮＳ＝ＩＳＥＮＳ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式５
【0056】
数式５に示されるように、安定点に収束する状態において、発振信号の周波数ＦＯＵＴが周波数インピーダンス変換回路１３でインピーダンス１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）に変換される。等価的には、インピーダンス１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）の一端が電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続され、その他端がグランド電位に接続された状態になる。このため、電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂでは、電流源１５からの電流ＩＳＥＮＳが等価インピーダンス１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）に流れ込むことで、等価インピーダンス１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）により電流ＩＳＥＮＳが電圧ＶＳＥＮＳに変換される。電圧ＶＳＥＮＳは、電流ＩＳＥＮＳを含み、センサ２の検出値に対応している。また、電圧ＶＳＥＮＳは、周波数ＦＯＵＴを含み、電圧制御発振回路１１の発振周波数ＦＳＥＮＳに対応している。
【0057】
図２に示す電圧差検出回路１６の入力端子には、基準電圧源１４、電流源１５、周波数インピーダンス変換回路１３、が接続され、フィルタ１７は出力端子に電気的に接続される。電圧差検出回路１６は、入力ノード１６ａが基準電圧源１４に接続され、入力ノード１６ｂが電流源１５及び周波数インピーダンス変換回路１３に接続され、出力ノード１６ｃがフィルタ１７に接続される。電圧差検出回路１６は、入力ノード１６ａで基準電圧ＶＲＥＦを受け、入力ノード１６ｂで電流源１５及び周波数インピーダンス変換回路１３により電圧ＶＳＥＮＳが生成される。電圧差検出回路１６は、基準電圧ＶＲＥＦ及び電圧ＶＳＥＮＳの差分に応じて、差分が小さくなるように制御するための制御電圧ＶＣＴＲＬ’を生成する。
【0058】
例えば、電圧差検出回路１６は、図３に示すように、差動増幅回路１６１を有する。差動増幅回路１６１は、非反転入力端子（＋）が基準電圧源１４に接続され、反転入力端子（－）が電流源１５及び周波数インピーダンス変換回路１３に接続され、出力端子がフィルタ１７に接続される。差動増幅回路１６１は、基準電圧ＶＲＥＦ及び電圧ＶＳＥＮＳの差分を増幅して制御電圧ＶＣＴＲＬ’を生成する。
【0059】
図２に示すフィルタ１７は、電圧差検出回路１６及び電圧制御発振回路１１の間に電気的に接続される。フィルタ１７は、入力ノード１７ａが電圧差検出回路１６に接続され、出力ノード１７ｂが電圧制御発振回路１１に接続される。フィルタ１７は、電圧差検出回路１６から制御電圧ＶＣＴＲＬ’を受け、制御電圧ＶＣＴＲＬ’にフィルタ処理を施す。フィルタ１７は、フィルタ処理後の制御電圧ＶＣＴＲＬを電圧制御発振回路１１へ供給する。
【0060】
例えば、フィルタ１７は、図３に示すように、ローパスフィルタで構成され得る。フィルタ１７は、抵抗素子１７１及び容量素子１７２を有する。抵抗素子１７１は、一端が差動増幅回路１６１の出力端子に接続され、他端が容量素子１７２の一端及び電圧制御発振回路１１に接続される。容量素子１７２の他端は、グランド電位に接続される。この構成により、フィルタ１７は、制御電圧ＶＣＴＲＬ’にローパスフィルタ処理を施して平滑化し、平滑化された制御電圧ＶＣＴＲＬを電圧制御発振回路１１へ供給できる。
【0061】
周波数同期回路１０において、電圧差検出回路１６→フィルタ１７→電圧制御発振回路１１→分周回路１２→周波数インピーダンス変換回路１３→電圧差検出回路１６の周波数同期ループを用いて、電圧差検出回路１６は、電圧ＶＳＥＮＳが基準電圧ＶＲＥＦに等しくなるように、制御電圧ＶＣＴＲＬをフィードバック制御する。すなわち、フィードバック制御が正常に機能した場合、次の数式６が成り立つ。
ＶＲＥＦ＝ＶＳＥＮＳ・・・数式６
ＶＲＥＦ＝ＶＳＥＮＳ・・・数式６
【0062】
数式６を数式５に代入すると、次の数式７が得られる。
ＶＲＥＦ＝ＩＳＥＮＳ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式７
ＶＲＥＦ＝ＩＳＥＮＳ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式７
【0063】
数式７を周波数ＦＯＵＴについて解くと、次の数式８が得られる。
ＦＯＵＴ＝１／｛（ＶＲＥＦ／ＩＳＥＮＳ）・ＣＳＣ｝・・・数式８
ＦＯＵＴ＝１／｛（ＶＲＥＦ／ＩＳＥＮＳ）・ＣＳＣ｝・・・数式８
【0064】
数式８に数式４を代入すると、次の数式９が得られる。
ＦＯＵＴ＝１／｛ＲＳＥＮＳ・ＣＳＣ｝・・・数式９
ＦＯＵＴ＝１／｛ＲＳＥＮＳ・ＣＳＣ｝・・・数式９
【0065】
数式９に示されるように、周波数同期回路１０では、基準電圧ＶＲＥＦに依存せずセンサ２の等価抵抗値ＲＳＥＮＳに応じた発振周波数ＦＯＵＴが得られることが解る。これにより、電圧ドメインで周波数同期機能を実現でき、基準電圧ＶＲＥＦの精度に影響されにくい発振周波数ＦＯＵＴを得ることができる。すなわち、高精度かつロバスト性の高い発振周波数ＦＯＵＴを得ることができる。
【0066】
また、数式９に示されるように、周波数同期回路１０では、電源電位ＶＤＤに不感な発振周波数ＦＯＵＴを得ることが出来る。これにより、電源電位ＶＤＤの変動に対する耐性を強化可能で電圧制御回路９への特性要求を緩和できる。この結果、センサインターフェース回路１を半導体チップで実装する場合に、チップコストを低減できる。
【0067】
また、数式９に示されるように、周波数同期回路１０では、トランジスタの特性バラツキに不感な発振周波数ＦＯＵＴを得ることが出来る。これにより、トランジスタに対する特性要求を緩和できる。この結果、センサインターフェース回路１を半導体チップで実装する場合に、チップコストを低減できる。
【0068】
また、数式９に示されるように、周波数同期回路１０では、温度特性の小さい抵抗値と容量値に依存する発振周波数ＦＯＵＴを得ることで、温度に不感な発振周波数ＦＯＵＴを得ることが出来る。これにより、水晶発振器やＭＥＭＳ共振器を用いずに、安価な部品で温度変動に対する耐性を向上できる。この結果、センサインターフェース回路１を半導体チップで実装する場合に、チップコストを低減できる。
【0069】
【0070】
タイミングｔ１において、周波数同期回路１０が起動すると、電流源１５がセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に応じた電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１を流し始める。これに応じて、周波数インピーダンス変換回路１３では、電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１に応じた電荷を容量素子１３２に蓄積し、電圧ＶＳＥＮＳが徐々に上昇する。このとき、発振信号がＬレベルであり、スイッチ１３３がオフ状態に維持され、スイッチ１３４がオン状態に維持され、容量素子１３１は放電状態で、その電圧ＶＳＣはグランド電位に略等しい。また、基準電圧ＶＲＥＦが一定に維持されているので、電圧ＶＳＥＮＳが徐々に上昇することに伴い、電圧差検出回路１６は、制御電圧ＶＣＴＲＬを徐々に増加させる。
【0071】
タイミングｔ２において、電圧制御発振回路１１が発振動作を開始し、発振信号のレベルがＨレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオンし、スイッチ１３４がオフする。電圧ＶＳＥＮＳは、容量素子１３１の一端が入力ノード１６ｂに接続されたことで一瞬引き下げられる。その後、容量素子１３１，１３２で電荷が再分配されるとともに電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１に応じた電荷が容量素子１３１，１３２にそれぞれ充電される事に伴い、電圧ＶＳＣ及び電圧ＶＳＥＮＳは、それぞれ、徐々に上昇する。
【0072】
タイミングｔ３において、発振信号のレベルがＬレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオフし、スイッチ１３４がオンする。容量素子１３１は放電され、その電圧ＶＳＣはグランド電位に引き下げられる。このとき、容量素子１３２は電荷を保持しているので、電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１に応じた電荷が容量素子１３２に充電される事に伴い、電圧ＶＳＥＮＳは、引き続き、徐々に上昇する。
【0073】
タイミングｔ４において、発振信号のレベルがＨレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオンし、スイッチ１３４がオフする。電圧ＶＳＥＮＳは、容量素子１３１の一端が入力ノード１６ｂに接続されたことで一瞬引き下げられる。その後、容量素子１３１，１３２で電荷が再分配されるとともに電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１に応じた電荷が容量素子１３１，１３２にそれぞれ充電される事に伴い、電圧ＶＳＣ及び電圧ＶＳＥＮＳは、それぞれ、徐々に上昇する。
【0074】
タイミングｔ５において、発振信号のレベルがＬレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオフし、スイッチ１３４がオンする。容量素子１３１は放電され、その電圧ＶＳＣはグランド電位に引き下げられる。このとき、容量素子１３２は電荷を保持しているので、電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ１に応じた電荷が容量素子１３２に充電される事に伴い、電圧ＶＳＥＮＳは、引き続き、徐々に上昇する。
【0075】
タイミングｔ６～ｔ１４において、タイミングｔ４～ｔ５と同様の動作とタイミングｔ５～ｔ６と同様の動作とが交互に繰り返され、電圧ＶＳＥＮＳが鋸歯状の波形で変動しながら時間平均で基準電圧ＶＲＥＦに近づいていき、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ１に徐々に近づいていく。これに伴い、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した値Ｆ１に近づいていく。
【0076】
タイミングｔ１４で電圧ＶＳＥＮＳが時間平均で基準電圧ＶＲＥＦに等しくなると、タイミングｔ１４以降タイミングｔ１８まで、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ１で安定し、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した値Ｆ１で安定し、周波数同期ループがロック状態になる。これにより、周波数同期回路１０がセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した周波数ＦＯＵＴ＝Ｆ１を安定的に出力する。周期ＴＰ１は、周波数Ｆ１に対応する周期である。
【0077】
タイミングｔ１８において、センサ２の検出対象の状態変化等によりセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳがＲ２（＞Ｒ１）に変化し、電流ＩＳＥＮＳ＝Ｉ２（＜Ｉ１）に変化する。これに応じて、タイミングｔ１８～ｔ２４において、タイミングｔ４～ｔ５と同様の動作とタイミングｔ５～ｔ６と同様の動作とが交互に繰り返され、電圧ＶＳＥＮＳが鋸歯状の波形で変動しながら時間平均で基準電圧ＶＲＥＦに近づいていき、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ２（＞Ｖ１）に徐々に近づいていく。これに伴い、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した値Ｆ２（＜Ｆ１）に近づいていく。
【0078】
タイミングｔ２４で電圧ＶＳＥＮＳが時間平均で基準電圧ＶＲＥＦに略等しくなると、タイミングｔ２４以降、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ２で安定し、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した値Ｆ２で安定し、周波数同期ループが再びロック状態になる。これにより、周波数同期回路１０がセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した周波数ＦＯＵＴ＝Ｆ２を安定的に出力する。周期ＴＰ２は、周波数Ｆ２に対応する周期である。
【0079】
以上のように、第１の実施形態では、センサインターフェース回路１において、周波数同期回路１０が、周波数ドメインに代えて電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を行うよう構成される。これにより、基準電圧の精度に依存しない発振周波数を得ることができ、電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を容易に高精度化できる。したがって、原発振器を用いることなく周波数同期回路１０を高精度化できる。
【0080】
なお、周波数同期回路１０において、電圧制御発振回路１１から出力される発振信号デューティー比が５０％に近い場合、分周回路１２は、省略されてもよい。また、電圧差検出回路１６から出力される制御電圧が平滑であれば、フィルタ１７は、省略されてもよい。
【0081】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態にかかるセンサインターフェース回路１ｊについて説明する。以下では、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明する。
次に、第２の実施形態にかかるセンサインターフェース回路１ｊについて説明する。以下では、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明する。
【0082】
電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を行う周波数同期回路として、第１の実施形態では、電流変化型の周波数同期回路が例示されるが、第２の実施形態では、電圧変化型の周波数同期回路が例示される。センサの検出値の変化に対して、電流変化型の周波数同期回路では、電流源の電流が変化するのに対して、電圧変化型の周波数同期回路では、増幅回路で増幅して出力する電圧を変化させる。
【0083】
具体的には、センサインターフェース回路１ｊを含むセンサモジュール１００ｊは、図６に示すように構成され得る。図６は、第２の実施形態にかかるセンサインターフェース回路１ｊを含むセンサモジュール１００ｊの構成を示す図である。
【0084】
センサインターフェース回路１ｊは、周波数同期回路１０（図２参照）に代えて周波数同期回路１０ｊを有する。周波数同期回路１０ｊは、電流源１５（図２参照）に代えて電流源１５ｊを有し、増幅回路１８ｊ及び抵抗素子１９ｊをさらに有する。
【0085】
増幅回路１８ｊは、基準電圧源１４と電圧差検出回路１６との間に電気的に接続され、センサ２に電気的に接続可能である。増幅回路１８ｊは、入力ノード１８ａが基準電圧源１４に接続され、入力ノード１８ｂが抵抗素子１９ｊ及び可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの間のノード１９２に接続され、出力ノード１８ｃが電圧差検出回路１６に接続される。
【0086】
基準電圧源１４は、電流源１５ｊ及び増幅回路１８ｊのそれぞれに接続されている。基準電圧源１４は、出力ノード１４ａが電流源１５ｊの制御ノード１５ｃと増幅回路１８ｊの入力ノード１８ａとに接続されている。基準電圧源１４は、基準電圧ＶＲＥＦ’を生成する。増幅回路１８ｊは、基準電圧ＶＲＥＦ’を入力ノード１８ａで受ける。
【0087】
センサ２の可変抵抗素子ＲＳＥＮＳは、一端がセンサインターフェース回路１ｊの端子１ｄを介して電圧制御回路９に接続され、他端がセンサインターフェース回路１ｊの端子１ｅを介して増幅回路１８ｊ及び抵抗素子１９ｊに接続される。可変抵抗素子ＲＳＥＮＳは、一端に電源電位ＶＤＤが供給され、他端が抵抗素子１９ｊの一端に接続される。抵抗素子１９ｊの他端は、グランド電位に接続される。抵抗素子１９ｊは、参照用の抵抗素子であり、可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの抵抗値の変化の基準となる抵抗値を有する。これにより、電源電位ＶＤＤが可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの抵抗値に応じて抵抗分圧された電圧ＶＳＥＮＳ’が増幅回路１８ｊの入力ノード１８ｂに印加される。電圧ＶＳＥＮＳ’は、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの変化に応じて変化する。電圧ＶＳＥＮＳ’は、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの変化を示す。
【0088】
増幅回路１８ｊは、基準電圧ＶＲＥＦ’と電圧ＶＳＥＮＳ’との差分を増幅し、増幅された差分に応じた電圧ＶＳＥＮＳを出力する。電圧ＶＳＥＮＳは、センサ２の検出値（例えば、可変抵抗素子ＲＳＥＮＳの抵抗値）に対応している。すなわち、電圧差検出回路１６は、センサ２の検出値に対応する電圧ＶＳＥＮＳを入力ノード１６ｂ（図３参照）に代えて入力ノード１６ａで受け、基準電圧ＶＲＥＦを入力ノード１６ａ（図３参照）に代えて入力ノード１６ｂで受ける点で、第１の実施形態と異なる。
【0089】
例えば、増幅回路１８ｊは、図７に示すように、計装増幅回路で構成される。増幅回路１８ｊは、複数のドライバ１８１～１８３及び複数の抵抗素子１８４～１９１を有する。ドライバ１８１は、第１の入力ノードが基準電圧源１４に接続され、第２の入力ノードが抵抗素子１８４，１８６の一端にそれぞれ接続され、出力ノードが抵抗素子１８８の一端及び抵抗素子１８６の他端にそれぞれ接続される。ドライバ１８２は、第１の入力ノードがノード１９２に接続され、第２の入力ノードが抵抗素子１８５，１８７の一端にそれぞれ接続され、出力ノードが抵抗素子１９１の一端及び抵抗素子１８７の他端にそれぞれ接続される。ドライバ１８３は、第１の入力ノードが抵抗素子１８８の他端及び抵抗素子１８９の一端にそれぞれ接続され、第２の入力ノードが抵抗素子１９０の一端及び抵抗素子１９１の他端にそれぞれ接続され、出力ノードが抵抗素子１８９の他端に接続される。抵抗素子１９０の他端は、抵抗素子１８４，１８５の他端にそれぞれ接続される。複数のドライバ１８１～１８３の駆動力は、互いに均等であってもよい。複数の抵抗素子１８４～１９１の抵抗値は、互いに均等であってもよい。
【0090】
この構成により、増幅回路１８ｊは、電圧ＶＳＥＮＳ’の基準電圧ＶＲＥＦ’からの差分を大きくなるように増幅して電圧ＶＳＥＮＳを生成できる。抵抗素子１９ｊの抵抗値をＲＲＥＦとし、センサ２（可変抵抗素子ＲＳＥＮＳ）の抵抗値をＲＳＥＮＳとすると、電圧ＶＳＥＮＳ’は次の数式１０で表される。
ＶＳＥＮＳ’＝ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝・・・数式１０
ＶＳＥＮＳ’＝ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝・・・数式１０
【0091】
また、増幅回路１８ｊの増幅率をＡとすると、増幅後の電圧ＶＳＥＮＳは次の数式１１で表される。
ＶＳＥＮＳ＝（ＶＳＥＮＳ’－ＶＲＥＦ’）・Ａ＋ＶＲＥＦ’・・・数式１１
ＶＳＥＮＳ＝（ＶＳＥＮＳ’－ＶＲＥＦ’）・Ａ＋ＶＲＥＦ’・・・数式１１
【0092】
ＶＲＥＦ’＝ＶＤＤ／２であるから、数式１０を数式１１に代入すると、次の数式１２が得られる。
ＶＳＥＮＳ＝（ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２・・・数式１２
ＶＳＥＮＳ＝（ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２・・・数式１２
【0093】
数式１１，１２に示されるように、増幅回路１８ｊは、電圧ＶＳＥＮＳ’の基準電圧ＶＲＥＦ’からの差分を大きくなるように増幅して電圧ＶＳＥＮＳを生成できる。
【0094】
図６に示す電流源１５ｊは、センサ２に接続されず、基準電圧ＶＲＥＦ’に応じた基準電流ＩＲＥＦを電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに流す。
【0095】
例えば、電流源１５ｊは、図７に示すように、抵抗素子１５５ｊをさらに有する。抵抗素子１５５ｊは、固定的な抵抗値を有する。差動増幅回路１５３→トランジスタ１５２→ノード１５４→差動増幅回路１５３のフィードバックループを用いて、差動増幅回路１５３は、ノード１５４の電位が基準電圧ＶＲＥＦ’に等しくなるようにトランジスタ１５１のゲート電圧及びトランジスタ１５２のゲート電圧を制御する点は、第１の実施形態と同様である。これにより、電流源１５ｊは、基準電圧ＶＲＥＦ’に応じた基準電流ＩＲＥＦを電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに流すことができる。ＶＲＥＦ’＝ＶＤＤ／２であるから、抵抗素子１５５ｊの抵抗値をＲとすると、次の数式１３が成り立つ。
ＩＲＥＦ＝（ＶＤＤ／２）／Ｒ・・・数式１３
ＩＲＥＦ＝（ＶＤＤ／２）／Ｒ・・・数式１３
【0096】
周波数インピーダンス変換回路１３の出力電圧は、電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂの電圧ＶＲＥＦとして現れる。電圧ＶＲＥＦは、容量素子１３１の充電時において、時定数的に変化するが、電流ＩＲＥＦに応じた電荷の蓄積を維持する容量素子１３２によって平均化されながら安定点に収束する。安定点に収束する時における電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂの電圧ＶＳＥＮＳは、次の数式１４のようになる。
ＶＲＥＦ＝ＩＲＥＦ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式１４
ＶＲＥＦ＝ＩＲＥＦ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式１４
【0097】
数式１４に示されるように、安定点に収束する状態において、発振信号の周波数ＦＯＵＴが周波数インピーダンス変換回路１３でインピーダンス“１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）”に変換される。等価的には、インピーダンス“１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）”の一端が電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂに接続され、その他端がグランド電位に接続された状態になる。このため、電圧差検出回路１６の入力ノード１６ｂでは、電流源１５ｊからの電流ＩＲＥＦが等価インピーダンス“１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）”に流れ込むことで、等価インピーダンス“１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）”により電流ＩＲＥＦが電圧ＶＲＥＦに変換される。電圧ＶＲＥＦは、周波数ＦＯＵＴを含み、電圧制御発振回路１１の発振周波数ＦＳＥＮＳに対応している点は第１の実施形態と同様であるが、センサ２の検出値には対応していない点が第１の実施形態と異なる。代わりに、数式１２に示す電圧ＶＳＥＮＳが、抵抗値ＲＳＥＮＳを含み、センサ２の検出値に対応している。
【0098】
周波数同期回路１０ｊにおいて、電圧差検出回路１６→フィルタ１７→電圧制御発振回路１１→分周回路１２→周波数インピーダンス変換回路１３→電圧差検出回路１６の周波数同期ループを用いて、電圧差検出回路１６は、電圧ＶＳＥＮＳが基準電圧ＶＲＥＦに等しくなるように、制御電圧ＶＣＴＲＬをフィードバック制御する点は、第１の実施形態と同様である。すなわち、フィードバック制御が正常に機能した場合、数式６が成り立つ。数式６を数式１４に代入すると、次の数式１５が得られる。
ＶＳＥＮＳ＝ＩＲＥＦ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式１５
ＶＳＥＮＳ＝ＩＲＥＦ／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）・・・数式１５
【0099】
数式１２，１３を数式１５に代入すると、次の数式１６が得られる。
（ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２＝｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝・・・数式１６
（ＶＤＤ・｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２＝｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝・・・数式１６
【0100】
数式１６で｛ＲＲＥＦ／（ＲＲＥＦ＋ＲＳＥＮＳ）｝＝ＲＳとすると、数式１６は次の数式１７のように書き換えられる。ＲＳは、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの変化を示すパラメータである。
（ＶＤＤ・ＲＳ－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２＝｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝・・・数式１７
（ＶＤＤ・ＲＳ－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２＝｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝・・・数式１７
【0101】
数式１７を周波数ＦＯＵＴについて解くと、次の数式１８が得られる。
ＦＯＵＴ＝［｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝］／［（ＶＤＤ・ＲＳ－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２］
＝｛１／（ＣＳＣ・Ｒ）｝・［１／｛２・Ａ・ＲＳ＋（１－Ａ）｝］・・・数式１８
ＦＯＵＴ＝［｛（ＶＤＤ／２）／Ｒ｝・｛１／（ＦＯＵＴ・ＣＳＣ）｝］／［（ＶＤＤ・ＲＳ－ＶＤＤ／２）・Ａ＋ＶＤＤ／２］
＝｛１／（ＣＳＣ・Ｒ）｝・［１／｛２・Ａ・ＲＳ＋（１－Ａ）｝］・・・数式１８
【0102】
数式１８に示されるように、センサインターフェース１ｊでは、右辺における第１項｛１／（ＣＳＣ・Ｒ）｝で発振周波数を設計でき、第２項［１／｛２・Ａ・ＲＳ＋（１－Ａ）｝］によりセンサ２の検出値に対する感度（増幅率Ａ）を設計できる。すなわち、第１の実施形態に比べて、さらに高精度かつロバスト性の高い発振周波数ＦＯＵＴを得ることができる。
【0103】
【0104】
図８の波形図では、図５の波形図に対して、鋸歯状に変化するのが電圧ＶＳＥＮＳから電圧ＶＲＥＦに置き換わり、比較的一定であるのが電圧ＶＲＥＦから電圧ＶＳＥＮＳに置き換わっている。電圧ＶＳＥＮＳは、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳが一定の期間にほぼ一定であるが、センサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳの値が変わるとそれに応じて変化する。
【0105】
タイミングｔ３１において、周波数同期回路１０ｊが起動すると、電流源１５ｊが基準電圧ＶＲＥＦ’に応じた電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１を流し始める。これに応じて、周波数インピーダンス変換回路１３では、電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１に応じた電荷を容量素子１３２に蓄積し、電圧ＶＲＥＦが徐々に上昇する。このとき、発振信号がＬレベルであり、スイッチ１３３がオフ状態に維持され、スイッチ１３４がオン状態に維持され、容量素子１３１は放電状態で、その電圧ＶＳＣはグランド電位に略等しい。また、基準電圧ＶＳＥＮＳが値Ｖ１１にほぼ維持されているので、電圧ＶＲＥＦが徐々に上昇することに伴い、電圧差検出回路１６は、制御電圧ＶＣＴＲＬを徐々に増加させる。
【0106】
タイミングｔ３２において、電圧制御発振回路１１が発振動作を開始し、発振信号のレベルがＨレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオンし、スイッチ１３４がオフする。電圧ＶＲＥＦは、容量素子１３１の一端が入力ノード１６ｂに接続されたことで一瞬引き下げられる。その後、容量素子１３１，１３２で電荷が再分配されるとともに電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１に応じた電荷が容量素子１３１，１３２にそれぞれ充電される事に伴い、電圧ＶＳＣ及び電圧ＶＲＥＦは、それぞれ、徐々に上昇する。
【0107】
タイミングｔ３３において、発振信号のレベルがＬレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオフし、スイッチ１３４がオンする。容量素子１３１は放電され、その電圧ＶＳＣはグランド電位に引き下げられる。このとき、容量素子１３２は電荷を保持しているので、電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１に応じた電荷が容量素子１３２に充電される事に伴い、電圧ＶＲＥＦは、引き続き、徐々に上昇する。
【0108】
タイミングｔ３４において、発振信号のレベルがＨレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオンし、スイッチ１３４がオフする。電圧ＶＲＥＦは、容量素子１３１の一端が入力ノード１６ｂに接続されたことで一瞬引き下げられる。その後、容量素子１３１，１３２で電荷が再分配されるとともに電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１に応じた電荷が容量素子１３１，１３２にそれぞれ充電される事に伴い、電圧ＶＳＣ及び電圧ＶＲＥＦは、それぞれ、徐々に上昇する。
【0109】
タイミングｔ３５において、発振信号のレベルがＬレベルになる。これに応じて、スイッチ１３３がオフし、スイッチ１３４がオンする。容量素子１３１は放電され、その電圧ＶＳＣはグランド電位に引き下げられる。このとき、容量素子１３２は電荷を保持しているので、電流ＩＲＥＦ＝Ｉ１１に応じた電荷が容量素子１３２に充電される事に伴い、電圧ＶＲＥＦは、引き続き、徐々に上昇する。
【0110】
タイミングｔ３６～ｔ４４において、タイミングｔ３４～ｔ３５と同様の動作とタイミングｔ３５～ｔ３６と同様の動作とが交互に繰り返され、電圧ＶＲＥＦが鋸歯状の波形で変動しながら時間平均で電圧ＶＳＥＮＳ＝Ｖ１１に近づいていき、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ１に徐々に近づいていく。これに伴い、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した値Ｆ１に近づいていく。
【0111】
タイミングｔ４４で電圧ＶＲＥＦが時間平均で基準電圧ＶＳＥＮＳに略等しくなると、タイミングｔ４４以降タイミングｔ４８まで、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ１で安定し、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した値Ｆ１で安定し、周波数同期ループがロック状態になる。これにより、周波数同期回路１０ｊがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ１に対応した周波数ＦＯＵＴ＝Ｆ１を安定的に出力する。周期ＴＰ１は、周波数Ｆ１に対応する周期である。
【0112】
タイミングｔ４８において、センサ２の検出対象の状態変化等によりセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳがＲ２（＞Ｒ１）に変化し、電圧ＶＳＥＮＳ＝Ｖ１２（＜Ｖ１１）に変化する。これに応じて、タイミングｔ４８～ｔ５８において、タイミングｔ３４～ｔ３５と同様の動作とタイミングｔ３５～ｔ３６と同様の動作とが交互に繰り返され、電圧ＶＲＥＦが鋸歯状の波形で変動しながら時間平均で基準電圧ＶＳＥＮＳに近づいていき、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ３（＜Ｖ１）に徐々に近づいていく。これに伴い、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した値Ｆ３（＞Ｆ１）に近づいていく。
【0113】
タイミングｔ５８で電圧ＶＲＥＦが時間平均で電圧ＶＳＥＮＳに略等しくなると、タイミングｔ５８以降、制御電圧ＶＣＴＲＬが値Ｖ３で安定し、発振信号の周波数ＦＯＵＴがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した値Ｆ３で安定し、周波数同期ループが再びロック状態になる。これにより、周波数同期回路１０ｊがセンサ２の抵抗値ＲＳＥＮＳ＝Ｒ２に対応した周波数ＦＯＵＴ＝Ｆ３を安定的に出力する。周期ＴＰ３は、周波数Ｆ３に対応する周期である。
【0114】
以上のように、第２の実施形態では、センサインターフェース回路１ｊにおいて、周波数同期回路１０ｊが、電圧変化型の周波数同期回路で構成され、センサ２の検出値の変化に対して、増幅回路１８ｊで増幅して出力する電圧を変化させる。このような構成によっても、基準電圧ＶＲＥＦ’の精度に依存しない発振周波数を得ることができ、電圧ドメインで周波数同期ループのフィードバック動作を容易に高精度化できる。
【0115】
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。上記新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0116】
１，１ｊ センサインターフェース回路
２ センサ
４ インピーダンス変換回路
５ アンテナ
６ ＲＦスイッチ
７ ＬＰＦ
８ 発電回路
９ 電圧制御回路
１０，１０ｊ 周波数同期回路
１１ 電圧制御発振回路
１２ 分周回路
１３ 周波数インピーダンス変換回路
１４ 基準電圧源
１５，１５ｊ 電流源
１６ 電圧差検出回路
１７ フィルタ
１８ｊ 増幅回路
１９ｊ 抵抗素子
１００，１００ｊ センサモジュール
２００ 情報収集端末
３００ 通信システム
２ センサ
４ インピーダンス変換回路
５ アンテナ
６ ＲＦスイッチ
７ ＬＰＦ
８ 発電回路
９ 電圧制御回路
１０，１０ｊ 周波数同期回路
１１ 電圧制御発振回路
１２ 分周回路
１３ 周波数インピーダンス変換回路
１４ 基準電圧源
１５，１５ｊ 電流源
１６ 電圧差検出回路
１７ フィルタ
１８ｊ 増幅回路
１９ｊ 抵抗素子
１００，１００ｊ センサモジュール
２００ 情報収集端末
３００ 通信システム
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】