特許 7620286 電動機の駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-01-15

(45)【発行日】2025-01-23

(54)【発明の名称】電動機の駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/18 20160101AFI20250116BHJP

   H02P 21/22 20160101ALI20250116BHJP

   H02P 21/24 20160101ALI20250116BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20250116BHJP

【ＦＩ】

H02P21/18

H02P21/22

H02P21/24

H02P27/06

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2021013916

(22)【出願日】2021-01-29

(65)【公開番号】P2022117302

(43)【公開日】2022-08-10

【審査請求日】2023-12-06

(73)【特許権者】

【識別番号】000000239

【氏名又は名称】株式会社荏原製作所

(73)【特許権者】

【識別番号】800000068

【氏名又は名称】学校法人東京電機大学

(74)【代理人】

【識別番号】100118500

【弁理士】

【氏名又は名称】廣澤 哲也

(74)【代理人】

【氏名又は名称】渡邉 勇

(74)【代理人】

【識別番号】100174089

【弁理士】

【氏名又は名称】郷戸 学

(74)【代理人】

【識別番号】100186749

【弁理士】

【氏名又は名称】金沢 充博

(72)【発明者】

【氏名】西村 和馬

(72)【発明者】

【氏名】吉田 俊哉

【審査官】保田 亨介

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１３－０２７１６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０８－３４０６３８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ２１／００－２５／０３

２５／０４

２５／１０－２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、
前記ベクトル制御部は、
前記インバータへの電圧指令値を成分に含む電圧指令ベクトルと同方向の単位ベクトルを制御周期毎に生成する単位ベクトル生成部と、
前記単位ベクトル生成部によって生成された前記単位ベクトルの１制御周期あたりの回転角が更新範囲内にあるときは前記単位ベクトルをそのまま出力し、前記単位ベクトルの１制御周期あたりの前記回転角が更新範囲外にあるときに前記単位ベクトルの更新を停止し、一つ前の制御周期の単位ベクトルを出力する更新停止部と、
前記更新停止部から出力された前記単位ベクトルの移動量を制限範囲内に制限する推移制限部を備えている、駆動装置。

【請求項2】

前記更新範囲は、１つ前の制御周期で生成された前記単位ベクトルからの、前記電動機のロータの回転角を包含する範囲である、請求項１に記載の駆動装置。

【請求項3】

前記制限範囲は、１つ前の制御周期で生成された前記単位ベクトルからの、前記電動機のロータの回転角を包含する範囲である、請求項１または２に記載の駆動装置。

【請求項4】

前記制限範囲の大きさは、前記電動機の回転速度に比例して変更される、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の駆動装置。

【請求項5】

前記更新範囲の大きさは、前記電動機の回転速度に比例して変更される、請求項１に記載の駆動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、同期モータや誘導モータなどの電動機を駆動する駆動装置に関し、特にインバータの出力電流に基づいてベクトル制御を行なう駆動装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から一般に用いられているモータの制御方法としては、指令周波数に対応する電圧を出力することにより、電動機磁束を一定に保つＶ／Ｆ制御や、インバータの出力電流を励磁電流とトルク電流に分解し、負荷に見合ったモータ電流を流せるように励磁電圧とトルク電圧を制御するベクトル制御が挙げられる。

【0003】

特許文献１には、ロータ用の位置センサを使用することなくモータを制御することが出来るセンサレスベクトル制御が開示されている。図８は、従来のセンサベクトル制御を示すブロック図である。図８に示すように、ベクトル制御部５１１は、電流検出器５１２により検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒに変換する３／２相変換部５１７と、静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄと３／２相変換部５１７によって変換された静止座標系上の二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒとの偏差に基づいて指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを決定する出力電圧決定部５１８と、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄからインバータ５１０の出力電圧Ｖｔ_ｄとモータＭのロータ（図示せず）の位相（角度）θを算出する出力電圧／角度算出部５２２と、ロータの位相θからロータの角速度ωｃを算出する速度演算部５２６と、角速度ωｃから目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定する目標出力電圧決定部５２７と、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと出力電圧Ｖｔ_ｄとの偏差に基づいて位相補正量Δθを決定する位相補正量決定部５３２と、ロータの位相θに位相補正量Δθを加算してロータの位相θを補正する位相補正部５３３と、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力する電圧変動検出部５３１と、回転座標系上の磁化電流指令値Ｉｍ_ｄを決定する目標磁化電流決定部５３９と、ロータの角速度ωｃと角速度指令値ωｄとの偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを決定する目標トルク電流決定部５３８と、磁化電流指令値Ｉｍ_ｄおよびトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを、位相補正部５３３によって補正されたロータの位相θ’に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄに変換する回転／静止座標変換部５３５と、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する２／３相変換部５３６を備えている。

【0004】

ベクトル制御部５１１の基本的動作は次の通りである。電流検出器５１２によって検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、二相電流（ベクトル）Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒに変換される。変換された二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒと、対応する目標値（二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄ）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行なわれ、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄが求められる。求められた二相の指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、三相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換される。そして、各相の電圧指令値に対応したＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号はインバータ５１０に送られる。

【0005】

出力電圧／角度算出部５２２は、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄからインバータ５１０の出力電圧Ｖｔ_ｄとモータＭのロータの位相（角度）θを算出する。しかしながら、出力電圧決定部５１８から出力される指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは電気的な情報の為、機械的時定数に比べ応答速度が速く、一時的に変動が大きくなる場合がある。この変動が大きくなった時に、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄから算出した電圧（出力電圧Ｖｔ_ｄ）、モータＭのロータ角度（位相）θを基にセンサレス制御を行うと、この変動の影響でモータＭが脱調し、モータＭの駆動が行えないおそれがある。

【0006】

そこで、出力電圧Ｖｔ_ｄを算出した後、電圧変動検出部５３１にて、出力電圧Ｖｔ_ｄの時間変化を検出する。電圧変動検出部５３１は、出力電圧Ｖｔ_ｄの変化が大きく過渡状態と判断した場合は、更新停止信号を出力する。具体的には、電圧変動検出部５３１は、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量を変動電圧しきい値と比較し、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力し、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも小さいときは更新停止信号を出力しない。この更新停止信号は、電圧送信セレクタ５２５ａおよび位相送信セレクタ５２５ｂに入力される。

【0007】

電圧変動検出部５３１から出力された更新停止信号を受けると、電圧送信セレクタ５２５ａが作動し、出力電圧／角度算出部５２２から位相補正量決定部５３２への出力電圧Ｖｔ_ｄの送信を遮断する。結果として、位相補正量決定部５３２での出力電圧Ｖｔ_ｄの更新が停止される。同様に、電圧変動検出部５３１から出力された更新停止信号を受けると、位相送信セレクタ５２５ｂが作動し、出力電圧／角度算出部５２２から速度演算部５２６および位相補正部５３３へのロータ角度θの送信を遮断する。結果として、速度演算部５２６および位相補正部５３３でのロータ角度θの更新が停止される。この様にすることで、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄの過渡的な変動に起因するモータＭの脱調を防止できる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【文献】特開２０２０－３９２２７号公報

【文献】特開２０２０－１６２３２７号公報

【文献】中島雄希、伊東淳一：「V/f制御に基づくIPMSMの最大効率制御」、平成２５年電気学会全国大会、No.4-115、2013

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、ロータ角度θの更新停止を維持すると、その間もロータの回転は続いているため、更新を再開した際に、前回更新したロータ角度と実際のロータ角度との差が大きくなってしまう。そうすると、モータ各相の自己インダクタンスに大きな電圧が発生し、回転に起因する逆起電力が検出できなくなり、また、電流指令値と実電流が乖離した過渡状態となる。結果として、ロータ角度θの更新が再度停止されてしまう。このように、１度ロータ角度θの更新を停止すると、更新の停止と再開を繰り返してしまうことになり、連続的なロータ角度情報の取得ができなくなる場合がある。

【0010】

そこで、本発明は、電動機のロータ角度の更新と更新停止が繰り返されることを防止し、ロータ角度情報を連続的に取得することができる駆動装置を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0011】

一態様では、インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、前記ベクトル制御部は、前記インバータへの電圧指令値を成分に含む電圧指令ベクトルと同方向の単位ベクトルを生成する単位ベクトル生成部と、前記単位ベクトルの移動量を制限範囲内に制限する推移制限部を備えている、駆動装置が提供される。

【0012】

一態様では、前記駆動装置は、前記単位ベクトル生成部によって生成された前記単位ベクトルが更新範囲外にあるときに前記単位ベクトルの更新を停止する更新停止部をさらに備えており、前記推移制限部は、前記更新停止部から出力された前記単位ベクトルの移動量を前記制限範囲内に制限するように構成されている。
一態様では、前記更新範囲は、１つ前の制御周期で生成された単位ベクトルからの回転角を包含する。
一態様では、前記制限範囲は、１つ前の制御周期で生成された単位ベクトルからの回転角を包含する。
一態様では、前記制限範囲は、前記電動機の回転速度に比例して変更される。
一態様では、前記制限範囲は、直線的な距離の範囲であり、前記推移制限部は、２つの単位ベクトルの差を内分する点のベクトルを、移動量が制限された単位ベクトルとして算定するように構成されている。
一態様では、前記更新範囲は、前記電動機の回転速度に比例して変更される。

【発明の効果】

【0013】

本発明によれば、推移制限部は、単位ベクトルの過度な移動を制限し、予め設定された制限範囲を超える変動が発生した場合には、単位ベクトルの移動量を制限範囲内に制限する。したがって、単位ベクトルの角度と実際のロータ角度との差が制限範囲内に収まる。結果としてロータ角度情報を連続的に取得することができ、電動機を安定して制御することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。

【図2】図２（ａ）乃至図２（ｃ）は、モータ端子電圧（インバータ出力電圧）の指令値と同方向の単位ベクトルについて、１制御周期前後の様子を表した図である。

【図3】単位ベクトルを更新するか否かを判定するために使用される更新範囲を説明する図である。

【図4】単位ベクトルの移動が制限される制限範囲を示した図である。

【図5】推移制限部によって移動が制限された単位ベクトルを示す図である。

【図6】移動制限を受けたベクトル<ｕ>の軌跡を示す図である。

【図7】Ｍlimit＜1のときのベクトル<ｕ>の軌跡を示す図である。

【図8】従来のセンサベクトル制御を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。この駆動装置は、電動機としてのモータＭを駆動するインバータ装置（電力変換装置）であり、図１に示すようにインバータ１０およびベクトル制御部１１を含む複数の要素から構成されている。すなわち、駆動装置は、モータＭに印加される電圧を生成するインバータ１０と、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１と、インバータ１０からモータＭに流れる電流を検出する電流検出器（電流計）１２とを備えている。モータＭは、ロータに永久磁石を備えた永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）である。ベクトル制御部１１は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）などの処理装置およびメモリを備えたコンピュータから構成することができる。

【0016】

電流検出器１２は、インバータ１０からモータＭに流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。その計測値は、ベクトル制御部１１に入力される。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測は、任意の２相の電流を計測し、式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から残りの電流を求めてもよい。ベクトル制御部１１は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび外部から入力される速度指令値に基づいて三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。ベクトル制御部１１は、これら三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をインバータ１０に送る。インバータ１０は三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいた電圧を生成し、これをモータＭに印加する。

【0017】

ベクトル制御部１１は、電流検出器１２により検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを静止座標系上の二相電流Ｉα，Ｉβに変換する３／２相変換部１７と、静止座標系上の二相電流Ｉα，Ｉβを回転座標系上の二相電流Ｉγ，Ｉδに変換する静止／回転座標変換部１８を備えている。δ軸はモータ端子電圧（インバータ出力電圧）のベクトル方向の軸であり、γ軸はδ軸に直交する軸である。

【0018】

ベクトル制御部１１は、さらに、電流Ｉγとγ軸電流指令値Ｉγ*（＝０）との偏差を最小とするための回転座標系上の電圧指令値ｅ_INV-γ*を生成するγ軸電流制御部２１と、電流Ｉδとδ軸電流指令値Ｉδ*との偏差を最小とするための回転座標系上の電圧指令値ｅ_INV-δ*を生成するδ軸電流制御部２２と、回転座標系上の電圧指令値ｅ_INV-γ*，ｅ_INV-δ*を静止座標系上の電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*に変換する回転／静止座標変換部２４と、二相の電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を三相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する２／３相変換部２５を備えている。γ軸電流制御部２１およびδ軸電流制御部２２は、ＰＩ制御器である。

【0019】

ベクトル制御部１１は、さらに、静止座標系上の電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を成分に持つベクトルｅ^→ _INV*の長さ｜ｅ^→ _INV*｜を算定するベクトル長さ算定部２９と、１制御周期あたりの回転角［rad］の推定値Δθe*を算定する回転角推定器３１と、静止座標系上の電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を成分に含む電圧指令ベクトルと同方向の単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）を生成する単位ベクトル生成部３５と、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）からノイズを除去するフィルタ３６（例えばローパスフィルタ）と、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）が、予め設定された更新範囲外にあるときに単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）の更新を停止する更新停止部３７と、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）の移動を、予め設定された制限範囲内に制限する推移制限部３８を備えている。推移制限部３８の出力<ｕ_α>，<ｕ_β>は、静止／回転座標変換部１８および回転／静止座標変換部２４に送られる。

【0020】

回転角推定器３１は、ベクトル制御部１１の制御周期Ｔｃ［s］、逆起電力定数Ke［Vs/rad］(電気角速度当たりの一相起電力)、およびベクトル長さ｜ｅ^→ _INV*｜から、１制御周期あたりの回転角［rad］の推定値Δθe*を算定するように構成される。

【0021】

単位ベクトル生成部３５は、電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を成分に含む電圧指令ベクトルｅ^→ _INV*をその長さ｜ｅ^→ _INV*｜で割り算することで、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）を生成するように構成される。単位ベクトル生成部３５は、制御周期Ｔｃごとに単位ベクトルを生成する。

【0022】

更新停止部３７は、単位ベクトル生成部３５によって生成された単位ベクトルが更新範囲内にあるときは、前回生成された単位ベクトルを、新たに生成された単位ベクトルに置き換え（すなわち単位ベクトルを更新し）、その一方で、単位ベクトル生成部３５によって生成された単位ベクトルが更新範囲外にあるときは、単位ベクトルを更新せず、前回の単位ベクトルを出力する。このような機能を持つ単位ベクトル生成部３５の例としては、サンプル・ホールド回路が挙げられる。

【0023】

ベクトル制御部１１は、さらに、単位ベクトルの各成分ｕ_α，ｕ_βのゼロクロスを検出してモータＭの回転速度（回転周波数）ｆを算定する速度算出器４０と、外部からベクトル制御部１１に入力された速度指令値[rpm]から周波数指令値ｆ*を算出する速度変換器４１と、モータＭの回転周波数ｆと周波数指令値ｆ*との偏差を最小とするためのδ軸電流指令値Ｉδ*を算定する速度制御部４２を備えている。速度制御部４２は、ＰＩ制御器である。

【0024】

上述のように、ベクトル制御部１１には、αβ－γδ変換、γδ－αβ変換を含んだ電流制御系が組み込まれてまれており、モータＭの実電流が電流指令値Ｉγ*，Ｉδ*を追従するように制御する。なお、δ軸はモータ端子電圧（インバータ出力電圧）のベクトル方向の軸で、γ軸はδ軸に直交する軸である。αβ－γδ変換およびγδ－αβ変換へは座標の角度を与えるのではなく、インバータ１０への電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を成分に持つ電圧指令ベクトルと同方向の単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）を与える。単位ベクトルの各成分ｕ_α，ｕ_βは、cos値、sin値としてそれぞれ与えられ、各ブロックで回転行列演算が行われる。sin、cos関数を利用していないため、ベクトル制御部１１の演算量（計算負荷）を減らすことができる。

【0025】

本実施形態では、電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を単位ベクトル化したｕ_α，ｕ_βをそのまま使っているのではなく、与えられた条件に従ってｕ_α，ｕ_βをサンプルまたはホールドする更新停止部３７、および、１制御周期あたりの単位ベクトルの移動量を制限する推移制限部３８から出力された<ｕ_α>，<ｕ_β>をcos値、sin値として用いて座標変換を行う。特に更新停止部３７は、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）がモータＭのロータの永久磁石の磁束に起因する逆起電力の方向と乖離している時にγδ軸が脱調してしまうことを回避するために重要な働きをする。

【0026】

このような構成とすることで、一般的なセンサレス制御で用いられている角速度信号から回転角信号を得る積分要素が不要となる。これにより回転系の慣性モーメントに起因するパラメータが不要となりパラメータ調整の手間がなくなり、かつ、急加速、急減速などの過渡応答性が大幅に改善される。

【0027】

図１の実施形態では、Ｉγ*＝０とし、Ｉδ*のみを操作して出力トルクを制御している。この場合、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）であるモータＭの状態によらずモータＭは力率１で駆動される。磁石埋込式（ＩＰＭ）モータでは、殆どの運転領域において力率１に近い状態を保つことで高い効率が得られるが、極軽負荷時や定格トルクを超える運転領域ではこの限りではない。これを改善するためには、Ｉγ*に対しても操作を施せばよい。Ｉγ*≠０では永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）に無効電力が供給され、これを調整することは、非特許文献１で述べている最大効率化の手法と等価と言える。ただし、無効電力を供給することでインバータの変換効率は低下すると思われる。システム効率を考えた場合、Ｉγ*≠０での運転が有効か否かは検討が必要である。

【0028】

次に、更新停止部３７について説明する。図２はモータ端子電圧（インバータ出力電圧）の指令値と同方向の単位ベクトル(ｕ_α，ｕ_β)について、１制御周期前後の様子を表した図である。[n]は単位ベクトル(ｕ_α，ｕ_β)の現在のサンプリング時点（すなわち現在の制御周期）、[n-1]は１つ前のサンプリング時点（すなわち１つ前の制御周期）を表す。Ｔｃは制御周期であり、ωeは回転角速度（電気角）［rad/s］である。

【0029】

ロータ回転とモータ端子電圧が同期している場合は、単位ベクトル(ｕ_α，ｕ_β)は、図２（ａ）のように１制御周期あたりΔθe＝Ｔｃωeだけ回転角が進むことになる。大きな負荷変動等が発生した場合は速度変動が発生しΔθeも変化するが、慣性が小さい負荷の場合でも機械系の時定数に比べ制御周期Ｔｃは十分短いため、１制御周期間のΔθeの変動は小さいと言える。単位ベクトルが図２（ａ）のような推移をしている場合は、モータ端子電圧とロータ回転に起因する逆起電力の位相はほぼ一致し、かつ、電流制御系の指令値と実電流値がほぼ一致する状態となっていると考えられるため、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）からモータＭのロータの回転角情報を取得できる。

【0030】

一方、図２（ｂ）は、１制御周期あたりの回転角Δθeよりも単位ベクトルが大幅に進んだ場合で、図２（ｃ）は大幅に遅れた場合を示している。これらの場合は、モータ各相のインピーダンス、特に自己インダクタンスに大きな電圧が発生している状態であると考えられ、単純に端子電圧の位相から回転に起因する逆起電力の位相を見出すことができない。つまり、ｕ_α，ｕ_βから回転角情報を取得できない。

【0031】

そこで本実施形態では、図３の太線で示すように回転角Δθeを包含（Δθrenew＞Δθe）するような更新範囲が設けられる。更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）は、一つ前の制御周期で生成された単位ベクトル（ｕ_α[n-1]，ｕ_β[n-1]）からの回転角Δθeを包含する範囲である。

【0032】

一つ前の制御周期に対して次の制御周期の単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）がこの更新範囲内であれば、単位ベクトルの各成分ｕ_α，ｕ_βから回転角が取得できるとして、更新停止部３７は、ｕ_α，ｕ_βをサンプリングし、そのまま出力する。更新範囲外であれば、ｕ_α，ｕ_βをサンプリングせず、一つ前の制御周期の単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）を出力する。これは、更新停止部３７が、単位ベクトル（ｕ_α，ｕ_β）の更新を停止することに相当する。以下の説明では、更新停止部３７から出力される単位ベクトルを（ｕ_α’，ｕ_β’）と表す。

【0033】

図３に示す実施形態では、更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）は、一つ前の制御周期での単位ベクトル（ｕ_α[n-1]，ｕ_β[n-1]）に対して対称の角度を持っているが、一実施形態では、更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）は、一つ前の制御周期での単位ベクトル（ｕ_α[n-1]，ｕ_β[n-1]）に対して非対称の角度を持ってもよい。

【0034】

次に、推移制限部３８について説明する。上述のように、回転角が取得できる条件でのみモータ端子電圧と同方向の単位ベクトルを取得すれば、誤った回転角情報を無視することができ、この情報にてγδ－αβ変換を行うことでモータＭの運転が維持できる。しかし、単位ベクトルの更新停止を維持すると、その間もモータＭのロータの回転は続いているため回転に起因する逆起電力の位相は進み続け、更新を再開した際に、前回サンプリングした単位ベクトルとの角度差が大きくなってしまう。つまり更新停止から回復直後の１制御周期で、制御に用いる単位ベクトル（ｕ_α’，ｕ_β’）が大幅に変動し、γδ軸の角度が大きく変動する。このため電流制御系に大きなステップが入力されてしまう。そうすると、モータ各相の自己インダクタンスに大きな電圧が発生し、回転に起因する逆起電力が検出できなくなり、また、電流制御系も電流指令値と実電流が乖離した過渡状態となる。この時、図２（ｂ）または図２（ｃ）の状態となり、再度サンプリングが停止される。このため、１度単位ベクトルの更新を停止するとサンプリングの停止と再開を繰り返してしまうことになり、連続的な回転角情報の取得ができなくなる場合がある。

【0035】

そこで、本実施形態では、１度に移動できる単位ベクトルの角度に制限を設け、推移制御部（図１参照）は、予め設定された制限範囲を超える変動が１制御周期で発生した場合には、単位ベクトルの角度の移動量を規定値に制限するように動作する。

【0036】

図４は単位ベクトルの移動が制限される制限範囲（太線で表す）を示した図である。図４は図３と酷似しているが、制限範囲を規定する角度がΔθlimitで与えられている点、および単位ベクトルは、更新停止部３７から出力された単位ベクトル（ｕ_α’，ｕ_β’）となっている点が異なる。制限範囲は±Δθlimitで与えられているが、更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）と同様、１つ前の制御周期での単位ベクトルに対して対称な角で与える必要はない。

【0037】

ただし、回転方向に対しては、更新停止後に進んでしまった単位ベクトルに追いつく必要があるため、基本的には回転角Δθeを包含するような制限範囲を設ける（Δθlimit＞Δθe）。すなわち、制限範囲（-Δθlimit～+Δθlimit）は、一つ前の制御周期で生成された単位ベクトル（ｕ_α’[n-1]，ｕ_β’[n-1]）からの回転角Δθeを包含する範囲である。

【0038】

図４で与えた制限範囲を超えた単位ベクトル（ｕ_α’[n]，ｕ_β’[n]）が次の制御周期で得られた場合は、単位ベクトルの移動量（または回転量）を制限範囲の上限値+Δθlimitまたは下限値-Δθlimitに制限する。図５の(<ｕ_α>，<ｕ_β>)が推移制限部３８の出力ベクトルである。この場合、複数の制御周期を使って（ｕ_α’[n]，ｕ_β’[n]）に追いつくように出力ベクトルが変化する。実際は、制御周期ごとに（ｕ_α’，ｕ_β’）が更新され、推移制限部３８の出力ベクトル（<ｕ_α>，<ｕ_β>）はそれを追従することになる。すなわち、上述のようにΔθlimit＞Δθeであるので、推移制限部３８の出力ベクトル（<ｕ_α>，<ｕ_β>）はやがて（ｕ_α’，ｕ_β’）に追いつくことができる。
ただし、図５のようにベクトルの大きさを変えずに推移角度を制限するためには三角関数の演算が不可欠となる。これを回避する方法については後述する。

【0039】

推移制限部３８は、単位ベクトルの過度な移動を制限し、予め設定された制限範囲を超える変動が発生した場合には、単位ベクトルの移動量を制限範囲内に制限する。したがって、前回更新した単位ベクトルの角度と実際のロータ角度との差が制限範囲内に収まる。結果としてロータ角度情報を連続的に取得することができる。図１に示す実施形態では、更新停止部３７から出力された単位ベクトル（ｕ_α’，ｕ_β’）の過度な移動が推移制限部３８によって制限されるが、一実施形態では、更新停止部３７がない構成でも、推移制限部３８は有効に機能する。すなわち、推移制限部３８は、単位ベクトル生成部３５によって生成された単位ベクトルの過度な移動を制限することで、ロータ角度情報を連続的に取得することができ、ベクトル制御部１１はモータＭを安定して制御することができる。

【0040】

次に、回転速度に適応した更新停止および移動制限に関わる範囲の設定について説明する。図３で示した更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）が、１制御周期あたりの回転角Δθe＝Ｔｃωeよりも極端に大きいと、モータ端子電圧と回転に起因する逆起電力が同期していない場合でも、単位ベクトルの更新を許してしまい適切な制御が維持できない。また、図４においても同様で、制限範囲（-Δθlimit～+Δθlimit）が大きすぎると、更新再開後の単位ベクトルの変動が大きくなり、更新停止から回復（更新再開）直後に再度、更新停止を誘発してしまう。言うまでもなくΔθeは回転速度に比例しているため、更新範囲（-Δθrenew～+Δθrenew）および制限範囲（-Δθlimit～+Δθlimit）も回転速度に応じて調整することが望ましい。

【0041】

そこで、一実施形態では、更新範囲および制限範囲は、モータＭの回転速度に比例して変更される。１制御周期あたりの回転角Δθeに対する係数として、Ｍrenew、Ｍlimitを導入し、更新範囲および制限範囲を、
Δθrenew＝ＭrenewΔθe （１）
Δθlimit＝ＭlimitΔθe （２）
のようにそれぞれ与える。係数Ｍrenew、Ｍlimitは基本１以上の定数として与えられたパラメータである。これにより運転速度に適応した更新範囲および制限範囲を与えることができる。

【0042】

ただし、Δθe＝Ｔｃωeであるため、モータの回転速度の情報が必要になる。図１に示す実施形態では、ベクトル制御系に角速度信号が存在しない。代わりに、速度制御のために、速度算出器４０は、単位ベクトルの各成分のゼロクロスを検出して速度情報ｆを得ている。このため、ゼロクロス検出のための時間遅れや速度信号の平滑のための積分要素により得られる速度信号に遅れが生じる。そのため、本実施形態では、モータ端子電圧の大きさがおおよそ回転速度に比例することから、回転角Δθe［rad］に代えて、以下に示す回転角の推定値Δθe*が使用される。
Δθe* ＝ Ｔc(Φωe/Ke) ≒ Ｔc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （３）
ここで、Φωeはロータの永久磁石の磁束による起電力、Keは逆起電力定数、|ｅ^→ _INV*|はαβ軸における電圧指令値ｅ_INV-α*，ｅ_INV-β*を成分に持つベクトルの長さである。
したがって、更新範囲および制限範囲は、それぞれ次のように表される。
Δθrenew ≒ ＭrenewＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （４）
Δθlimit ≒ ＭlimitＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （５）

【0043】

永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）では、ｄｑ軸間で干渉し合う速度起電力(ωe Ld Idおよびωe Lq Iq)が存在するため、モータ電流または速度が増加すると式（３）の近似誤差が大きくなる。図１の制御においては、負荷が増大するとｑ軸電流が増し、Δθe*は真値よりも大きな値を示すが、式（３）、（４）で与えるΔθrenew、Δθlimitが厳格に速度に比例している必要はないため、ここでは誤差を許容するものとする。

【0044】

次に、演算量を考慮した範囲設定（外積値による角度設定）について説明する。
上記のように式（４）、（５）で更新範囲および制限範囲を与えると、それらが運転速度によって変化するために三角関数の演算が制御周期ごとに必要になる。そこで、一実施形態では、演算量を減らすため、以下の手法が採用される。

【0045】

更新範囲および制限範囲の内外を判定する対象は単位ベクトルである。このため、１制御周期前の単位ベクトルと次の制御周期の単位ベクトルから外積値を求めると、次の関係が得られる。
sinδ= u_α[n]u_β[n-1] - u_α[n-1]u_β[n] （６）
sinδ’= u_α’[n]u_β’[n-1] - u_α’[n-1]u_β’[n] （７）
ここでδ、δ’はそれぞれ１制御周期前後の単位ベクトルのなす角である。よって、簡易な演算により、それらの角度のsin値を得ることができる。

【0046】

ここで式（４）、（５）により与えられる角度が微小であることを考慮して、これら角度に対しても、以下のようにsin値が得られる。
sin(Δθrenew)≒sin[ＭrenewＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke)]≒ＭrenewＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （８）
sin(Δθlimit)≒sin[ＭlimitＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke)]≒ＭlimitＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （９）
つまり式（６）と（８）の大小比較、式（７）と（９）の大小比較により範囲内外の判別を行えば、制御ループ内での三角関数の演算を回避できる。

【0047】

次に、演算量を考慮した範囲設定（ベクトル移動量による角度設定）について説明する。
上述した式（６）、（７）、（８）、（９）を用いた範囲内外の判定手法は、sinδやsinδ’が変曲点を過ぎた|δ|＞π/2や|δ’|＞π/2では成立しない。したがって、単位ベクトルが大きな変動をした場合には適切な判定ができない場合がある。極端な例として|δ|=πの場合、sinδ=0となり、更新停止部３７は必ず（ｕ_α’，ｕ_β’）を更新してしまう。

【0048】

そのような事象を回避するため、一実施形態では、外積値を用いた上記手法に代えて、単位ベクトルの移動量で判定する手法が採用される。
単位ベクトルの移動距離は、以下の式で与えられる。
Δl≒√[(u_α[n]-u_α[n-1])^２-(u_β[n]-u_β[n-1])^２] （１０）
Δl’=√[(u_α’[n]-u_α’[n-1])^２-(u_β’[n]-u_β’[n-1])^２] （１１）

【0049】

更新範囲および制限範囲を定義するための距離が微小とすれば、これらの距離はそれぞれΔθrenew、Δθlimitで近似できる。よって式（８）、（９）より
Δθrenew ≒ sin(Δθrenew) ≒ ＭrenewＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （１２）
Δθlimit ≒ sin(Δθlimit) ≒ ＭlimitＴc(|ｅ^→ _INV*|/Ke) （１３）
となり、結果、式（８）、（９）と同じ境界値となる。式（１０）と（１２）の大小比較、式（１１）と（１３）の大小比較を行うことで、更新範囲内外の判別、および制限範囲内外の判別が行える。

【0050】

次に、推移制限部３８の簡易化について説明する。
前述のように図５のような移動量制限の場合、三角関数の演算が不可欠となり演算量が増える。そこで、一実施形態では、単位ベクトルの回転移動を直線的な移動で近似する。具体的には、２つの単位ベクトル間の移動量は、２つの単位ベクトル間の角度に代えて、２つの単位ベクトルの差として算定される。図６に示す実施形態では、移動距離を式（１３）で与え、単位ベクトルの移動量を制限している。式（１３）によれば、移動範囲を規定する境界値Δθlimitは、電圧指令ベクトルの長さ|ｅ^→ _INV*|を逆起電力定数Keで除算して得られた値に、制御周期Ｔｃおよび係数Ｍlimitを乗算することで求められる。この実施形態では、移動範囲は、直線的な距離の範囲である。図６に示すように、推移制限部３８は、２つの単位ベクトルの差を内分する点のベクトルを、移動量が制限された単位ベクトル<ｕ>[ｎ]として算定する。

【0051】

ベクトル<ｕ>[ｎ]の構成要素<ｕ_α>[ｎ]，<ｕ_β>[ｎ]は、次のように与えられる。
<u_α>[n] = ku_α’[n]+(1-k)<u_α>[n-1] （１４）
<u_β>[n] = ku_β’[n]+(1-k)<u_β>[n-1] （１５）
ただし、k=Δθlimit/L
L=√[(u_α’[n]-<u_α>[n-1])^２-(u_β’[n]-<u_β>[n-1])^２] （１６）

【0052】

なお式（１６）では、平方根の演算が必要となる。式（１６）の代わりに、例えば、次の近似式を利用すると平方根演算を回避できる。
L ≒ 0.9834max(|u_α’[n]-<u_α>[n-1]|，|u_β’[n]-<u_β>[n-1]|)
+0.4307min(|u_α’[n]-<u_α>[n-1]|，|u_β’[n]-<u_β>[n-1]) （１７）

【0053】

なお、式（１０）や図１の|ｅ^→ _INV*|（＝√(α²+β²)）を算定するベクトル長さ算定部２９も式（１７）と同じ近似式で代用することができる。
一方、式（１７）のＬは以下の式のＳで置き換えることも可能である。
K = Δθlimit/S
S = u_α’[n]<u_β>[n-1] - <u_α>[n-1]u_β’[n] （１８）
この場合は、２点間の距離の近似を外積値Ｓによって与えており、ベクトルの移動量が微小であれば、式（１７）と式（１８）の値はほぼ等しくなる。

【0054】

図６のように、式（１４）-（１６）で移動量が制限された<ｕ>は直線的に単位円の内側を通ってｕ’を追従する。図７は、Ｍlimit＜1のときのベクトル<ｕ>の軌跡を示す。Ｍlimit＜１とした場合の定常状態においては、図７のように、ｕ’が単位円上を１制御周期あたりΔθeだけ移動するのに対し、<ｕ>の移動はΔθlimitに制限される。このため、<ｕ>は、半径がΔθlimit/Δθe =Ｍlimitの円上を移動して追従することになる。図７より、ｕ’[ｎ]に対する<ｕ>[ｎ]の遅れ角は、おおよそ
ε_θ ≒ cos^-1(Ｍlimit)-Δθlimit/2 ≒ cos^-1(Ｍlimit) （１９）
で与えられる。つまり、ε_θの位相遅れを許容すればＭlimit＜1の設定は可能である。

【0055】

上述した式（５）の近似誤差のため、定格負荷付近でΔθlimit≒Δθeに設定しようとすれば、Ｍlimit＜1の設定をすることになる。この場合、低速・軽負荷時にε_θの位相遅れが生じ、図１の制御においては若干の遅れ力率で運転される。低速では脱調を防止する意味から若干の遅れ力率運転が望ましいと考えられるため、Ｍlimit＜1なる設定を積極的に選ぶこともあり得る。なお、図７のようにベクトル<ｕ>の大きさが若干小さくなるため、αβ－γδ変換、γδ－αβ変換は影響を受ける。これを回避するため再度単位ベクトル化を行っても良いが、これらの変換は電流制御系のループ内にあるためＰＩ制御によって補正され、定常運転時への影響はないと考えられる。

【0056】

次に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の力率１運転について説明する。
永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）のｄｑ座標における電圧方程式は、

【数1】

である。ここで定常状態を考え，巻線抵抗での電圧降下を無視すると、

【数2】

となる。ここでモータ端子電圧に比例した電流が流れる、つまり力率1運転を行った場合は、上記式（２１）は、

【数3】

と書ける。ここでＧは電流の大きさを決める比例定数（コンダクタンス）である。式（２２）をｖ_ｄ，ｖ_ｑで解くと、

【数4】

【数5】

となる。このため，δ軸から見たｑ軸の角度（角度差）θ_ｑ－δは次の式で与えられる。

【数6】

モータ端子電圧（インバータ出力電圧）の大きさは以下となる。

【数7】

【0057】

上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうる。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲に解釈されるものである。

【符号の説明】

【0058】

１０ インバータ
１１ ベクトル制御部
１２ 電流検出器
１７ ３／２相変換部
１８ 静止／回転座標変換部
２１ γ軸電流制御部
２２ δ軸電流制御部
２４ 回転／静止座標変換部
２５ ２／３相変換部
２９ ベクトル長さ算定部
３１ 回転角推定器
３５ 単位ベクトル生成部
３６ フィルタ
３７ 更新停止部
３８ 推移制限部
Ｍ モータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】