特表-19031447IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2015.5.11 β版

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
【公報種別】再公表特許(A1)
(11)【国際公開番号】WO/0
(43)【国際公開日】2019年2月14日
【発行日】2019年12月26日
(54)【発明の名称】光送信機、光受信機及び通信システム
(51)【国際特許分類】
   H04B 10/516 20130101AFI20191129BHJP
   H04B 10/61 20130101ALI20191129BHJP
【FI】
   H04B10/516
   H04B10/61
【審査請求】有
【予備審査請求】未請求
【全頁数】55
【出願番号】特願2019-535646(P2019-535646)
(21)【国際出願番号】PCT/0/0
(22)【国際出願日】2018年8月6日
(31)【優先権主張番号】特願2017-153281(P2017-153281)
(32)【優先日】2017年8月8日
(33)【優先権主張国】JP
(31)【優先権主張番号】特願2017-153282(P2017-153282)
(32)【優先日】2017年8月8日
(33)【優先権主張国】JP
(81)【指定国】 AP(BW,GH,GM,KE,LR,LS,MW,MZ,NA,RW,SD,SL,ST,SZ,TZ,UG,ZM,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,RU,TJ,TM),EP(AL,AT,BE,BG,CH,CY,CZ,DE,DK,EE,ES,FI,FR,GB,GR,HR,HU,IE,IS,IT,LT,LU,LV,MC,MK,MT,NL,NO,PL,PT,RO,RS,SE,SI,SK,SM,TR),OA(BF,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GQ,GW,KM,ML,MR,NE,SN,TD,TG),AE,AG,AL,AM,AO,AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BH,BN,BR,BW,BY,BZ,CA,CH,CL,CN,CO,CR,CU,CZ,DE,DJ,DK,DM,DO,DZ,EC,EE,EG,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,GT,HN,HR,HU,ID,IL,IN,IR,IS,JO,JP,KE,KG,KH,KN,KP,KR,KW,KZ,LA,LC,LK,LR,LS,LU,LY,MA,MD,ME,MG,MK,MN,MW,MX,MY,MZ,NA,NG,NI,NO,NZ,OM,PA,PE,PG,PH,PL,PT,QA,RO,RS,RU,RW,SA,SC,SD,SE,SG,SK,SL,SM,ST,SV,SY,TH,TJ,TM,TN,TR,TT
(71)【出願人】
【識別番号】000004226
【氏名又は名称】日本電信電話株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001634
【氏名又は名称】特許業務法人 志賀国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】濱岡 福太郎
(72)【発明者】
【氏名】中村 政則
【テーマコード(参考)】
5K102
【Fターム(参考)】
5K102AA02
5K102AA51
5K102AA52
5K102AD15
5K102AH02
5K102AH14
5K102KA39
5K102PB01
5K102PH01
5K102PH31
5K102RD26
(57)【要約】
光送信機は、第1の信号及び第2の信号を入力し、第1及び第2の信号それぞれの同相成分の和を示す第1の狭帯域信号と、第1及び第2の信号それぞれの直交成分の差を示す第2の狭帯域信号と、第1及び第2の信号それぞれの同相成分の差を示す第3の狭帯域信号と、第1及び第2の信号それぞれの直交成分の和を示す第4の狭帯域信号とを出力する第1の狭帯域信号処理部と、第1及び第2の狭帯域信号に対して直交する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした第1及び第2の狭帯域信号を合成して第1の広帯域信号を生成し、第3及び第4の狭帯域信号に対して直交する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした第3及び第4の狭帯域信号を合成して第2の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、第1及び第2の広帯域信号を用いて光信号を変調して出力する光変調器と、を備える。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第1の信号及び第2の信号を入力し、前記第1及び第2の信号それぞれの同相成分の和を示す第1の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの直交成分の差を示す第2の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの同相成分の差を示す第3の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの直交成分の和を示す第4の狭帯域信号とを出力する第1の狭帯域信号処理部と、
前記第1及び第2の狭帯域信号に対して(π/2)の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第1及び第2の狭帯域信号を合成して第1の広帯域信号を生成し、前記第3及び第4の狭帯域信号に対して(π/2)の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第3及び第4の狭帯域信号を合成して第2の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、
前記第1及び第2の広帯域信号を用いて光信号を変調して出力する光変調器と、
を備える光送信機。
【請求項2】
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第3の信号と、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する第4の信号とを出力する帯域分割部と、
前記第3及び第4の信号をデジタル−アナログ変換して、前記第1及び第2の信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える請求項1に記載の光送信機。
【請求項3】
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第1の信号として出力し、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第2の信号として出力する帯域分割部と、
前記第1、第2、第3及び第4の狭帯域信号をデジタル−アナログ変換し、前記第1、第2、第3及び第4の狭帯域信号をアナログ信号として前記広帯域信号生成部へ出力するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える請求項1に記載の光送信機。
【請求項4】
前記送信データ系列を変調して得られた信号は、同相成分又は直交成分のみである、
請求項2又は3に記載の光送信機。
【請求項5】
第1の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第1の信号を生成する第1のデジタル信号処理部と、
第2の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第2の信号を生成する第2のデジタル信号処理部と、
を更に備える請求項1に記載の光送信機。
【請求項6】
前記光変調器は、前記第1及び第2の広帯域信号を用いて変調した光変調信号を、他の光変調信号と偏波多重して出力する、
請求項1から請求項5のいずれか一項に記載の光送信機。
【請求項7】
光変調信号を受信し、前記光変調信号から得られる広帯域信号を出力する受信部と、
前記広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第5の信号と下側波帯に含まれる帯域に対応する第6の信号とそれぞれの同相成分の和を示す第5の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の差を示す第6の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの同相成分の差を示す第7の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の和を示す第8の狭帯域信号とを出力する第1の信号変換部と、
前記第5の狭帯域信号と前記第7の狭帯域信号との加算及び減算により前記第5及び第6の信号の同相成分を示す第7の信号を生成し、前記第6の狭帯域信号と前記第8の狭帯域信号との加算及び減算により前記第5及び第6の信号の直交成分を示す第8の信号を生成する第2の狭帯域信号処理部と、
を備える光受信機。
【請求項8】
前記第7及び第8の信号をアナログ−デジタル変換するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える請求項7に記載の光受信機。
【請求項9】
前記第5、第6、第7及び第8の狭帯域信号をアナログ−デジタル変換し、前記第5、第6、第7及び第8の狭帯域信号をデジタル信号として前記第2の狭帯域信号処理部へ出力するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える請求項7に記載の光受信機。
【請求項10】
前記受信部は、前記光変調信号を、偏波多重された複数の光変調信号から取得する、
請求項7から請求項9のいずれか一項に記載の光受信機。
【請求項11】
請求項1から請求項6のいずれか一項に記載の光送信機と、
請求項7から請求項10のいずれか一項に記載の光受信機と、
を備え、
前記受信部は、前記光変調器の出力を前記光変調信号として受信する、
通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、光送信機、光受信機及び通信システムに関する。
本願は、2017年8月8日に日本に出願された特願2017−153281号と、2017年8月8日に日本に出願された特願2017−153282号と、に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【0002】
光通信システムの基幹網において、近年の通信トラヒックの拡大と、400Gbps(Gigabits per second)や1Tbps(Terabits per second)のEthernet(登録商標)をはじめとするクライアント信号を収容する回線の容量増加により、1チャネルあたりの伝送容量の拡大が求められている。現在の1チャネルあたり100Gbpsの容量を有するシステムでは、変調速度が32GBaudであり、変調方式としてDP−QPSK(Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying)を用いるデジタルコヒーレント光伝送方式が採用されている(例えば、非特許文献1参照)。
【0003】
このようなシステムの大容量化・高機能化のための要素技術として、効率的なネットワーク構成、高度なデジタル変復調システム、及び、高速動作可能な光・電子デバイス等の開発が行われている。例えば、通信装置の送信側回路の分野においては、デジタル信号処理に特化したプロセッサであるデジタル信号処理回路(DSP:Digital Signal Processor)を用いて、高度な多値変調や波形整形等の処理をデジタル信号のレベルで行う検討が盛んに行われている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0004】
【非特許文献1】Joe Berthold et.al, ”100G Ultra Long Haul DWDM Framework Document”, OIF(OPTICAL INTERNETWORKING FORUM), June 30, 2009.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
DSPを利用したこのようなデジタル信号処理技術の導入にあたっては、DSPにより生成されるデジタル信号を最終的な高速のアナログ信号に変換する、高速動作可能なデジタル−アナログ変換器(DAC:Digital-to-Analog Converter)が不可欠である。また、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する、高速動作可能なアナログ−デジタル変換器(ADC:Analog-to-Digital Converter)が不可欠である。しかしながら、現行のCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor:相補型金属酸化膜半導体)プラットフォームを用いて作成されたDAC及びADCは、入出力帯域が30GHz(Hertz)程度であり、伝送容量の拡大に対して不十分である。DAC及びADCの入出力帯域の不足により、変調速度の高速化が制限されることが、通信システムにおける伝送容量の拡大を実現するにあたってのボトルネックとなっているという課題がある。
【0006】
上記事情に鑑み、本発明は、簡易な構成で伝送容量の拡大を容易にできる光送信機、光受信機及び通信システムを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明の第1の態様における光送信機は、
第1の信号及び第2の信号を入力し、前記第1及び第2の信号それぞれの同相成分の和を示す第1の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの直交成分の差を示す第2の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの同相成分の差を示す第3の狭帯域信号と、前記第1及び第2の信号それぞれの直交成分の和を示す第4の狭帯域信号とを出力する第1の狭帯域信号処理部と、
前記第1及び第2の狭帯域信号に対して(π/2)の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第1及び第2の狭帯域信号を合成して第1の広帯域信号を生成し、前記第3及び第4の狭帯域信号に対して(π/2)の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第3及び第4の狭帯域信号を合成して第2の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、
前記第1及び第2の広帯域信号を用いて光信号を変調して出力する光変調器と、
を備える。
【0008】
本発明の第2の態様によれば、第1の態様の光送信機において、
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第3の信号と、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する第4の信号とを出力する帯域分割部と、
前記第3及び第4の信号をデジタル−アナログ変換して、前記第1及び第2の信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える。
【0009】
本発明の第3の態様によれば、第1の態様の光送信機において、
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第1の信号として出力し、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第2の信号として出力する帯域分割部と、
前記第1、第2、第3及び第4の狭帯域信号をデジタル−アナログ変換し、前記第1、第2、第3及び第4の狭帯域信号をアナログ信号として前記広帯域信号生成部へ出力するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える。
【0010】
本発明の第4の態様によれば、第2又は第3の態様の光送信機において、
前記送信データ系列を変調して得られた信号は、同相成分又は直交成分のみである。
【0011】
本発明の第5の態様によれば、第1の態様の光送信機において、
第1の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第1の信号を生成する第1のデジタル信号処理部と、
第2の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第2の信号を生成する第2のデジタル信号処理部と、
を更に備える。
【0012】
本発明の第6の態様によれば、第1から第5の態様のいずれかの光送信機において、
前記光変調器は、前記第1及び第2の広帯域信号を用いて変調した光変調信号を、他の光変調信号と偏波多重して出力する。
【0013】
本発明の第7の態様における光受信機は、
光変調信号を受信し、前記光変調信号から得られる広帯域信号を出力する受信部と、
前記広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第5の信号と下側波帯に含まれる帯域に対応する第6の信号とそれぞれの同相成分の和を示す第5の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の差を示す第6の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの同相成分の差を示す第7の狭帯域信号と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の和を示す第8の狭帯域信号とを出力する第1の信号変換部と、
前記第5の狭帯域信号と前記第7の狭帯域信号との加算及び減算により前記第5及び第6の信号の同相成分を示す第7の信号を生成し、前記第6の狭帯域信号と前記第8の狭帯域信号との加算及び減算により前記第5及び第6の信号の直交成分を示す第8の信号を生成する第2の狭帯域信号処理部と、
を備える。
【0014】
本発明の第8の態様によれば、第7の態様の光受信機において、
前記第7及び第8の信号をアナログ−デジタル変換するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える。
【0015】
本発明の第9の態様によれば、第7の態様の光受信機において、
前記第5、第6、第7及び第8の狭帯域信号をアナログ−デジタル変換し、前記第5、第6、第7及び第8の狭帯域信号をデジタル信号として前記第2の狭帯域信号処理部へ出力するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える。
【0016】
本発明の第10の態様によれば、第7から第9の態様のいずれかの光受信機において、
前記受信部は、前記光変調信号を、偏波多重された複数の光変調信号から取得する。
【0017】
本発明の第11の態様における通信システムは、
第1から第6の態様のいずれかの光送信機と、
第7から第10の態様のいずれかの光受信機と、
を備え、
前記受信部は、前記光変調器の出力を前記光変調信号として受信する。
【0018】
本発明の第12の態様における光送信機は、第1の広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割し、分割された複数の前記狭帯域信号を周波数シフトする帯域分割部と、前記帯域分割部によって分割された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、前記デジタル−アナログ変換部よって変換された複数の前記アナログ信号をそれぞれ周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記アナログ信号どうしを加算して第2の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記第2の広帯域信号を出力する送信部と、を備える。
【0019】
本発明の第13の態様によれば、第12の態様の光送信機であって、デジタル信号の同相成分又は直交成分のいずれかを0とした前記第1の広帯域信号を生成し、前記帯域分割部へ出力する信号生成部、を備える。
【0020】
本発明の第14の態様における光送信機は、第1の広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割し、分割された複数の前記狭帯域信号を周波数シフトする帯域分割部と、前記帯域分割部によって分割された複数の前記狭帯域信号をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、前記デジタル−アナログ変換部によって前記アナログ信号に変換された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記アナログ信号どうしを加算して第2の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記第2の広帯域信号を出力する送信部と、を備える。
【0021】
本発明の第15の態様における光送信機は、複数の狭帯域信号を取得し、取得された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数のアナログ信号どうしを加算して広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記広帯域信号を出力する送信部と、を備える。
【0022】
本発明の第16の態様によれば、第12の態様の光送信機であって、前記狭帯域信号、前記第1の広帯域信号、及び前記第2の広帯域信号は偏波多重信号である。
【0023】
本発明の第17の態様によれば、第15の態様の光送信機であって、前記狭帯域信号及び広帯域信号は偏波多重信号である。
【0024】
本発明の第18の態様によれば、第12から第16の態様のいずれかの光送信機であって、複数の前記狭帯域信号は、上側波帯信号及び下側波帯信号である。
【0025】
本発明の第19の態様における光受信機は、第1の広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記第1の広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の前記広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、前記アナログ−デジタル変換部によって変換された複数の前記デジタル信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記デジタル信号どうしを加算して第2の広帯域信号に変換する狭帯域信号−広帯域信号変換部と、を備える。
【0026】
本発明の第20態様における光受信機は、第1の広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記第1の広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の前記広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の前記狭帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、前記アナログ−デジタル変換部によって変換された複数の前記デジタル信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記デジタル信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記デジタル信号どうしを加算して第2の広帯域信号に変換する狭帯域信号−広帯域信号変換部と、を備える。
【0027】
本発明の第21の態様によれば、第19又は第20の態様の光受信機であって、複数の前記狭帯域信号は、上側波帯信号及び下側波帯信号である。
【0028】
本発明の第22の態様によれば、第19から第21の態様のいずれかの光受信機であって、前記狭帯域信号、前記第1の広帯域信号、及び前記第2の広帯域信号は偏波多重信号である。
【0029】
本発明の第23の態様における光受信機は、複数の独立した狭帯域信号からなる広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の広帯域信号を周波数シフトして複数の独立した狭帯域信号に分割する広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の独立した前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の独立した前記狭帯域信号を複数のデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、を備える。
【0030】
本発明の第24の態様によれば、第23の態様の光受信機であって、前記狭帯域信号及び前記広帯域信号は偏波多重信号である。
【発明の効果】
【0031】
本発明により、簡易な構成で伝送容量の拡大を容易にできる光送信機、光受信機及び通信システムを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0032】
図1】本発明の第1の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図2】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の構成を示す図である。
図3】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの構成を示す図である。
図4】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの他の構成例を示す図である。
図5】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの他の構成例を示す図である。
図6】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。
図7】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。
図8】本発明の第1の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。
図9】本発明の第1の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。
図10】本発明の第1の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。
図11】本発明の第1の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。
図12】本発明の第1の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の構成を示す図である。
図13】本発明の第1の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の他の構成例を示す図である。
図14】本発明の第2の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図15】本発明の第2の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。
図16】本発明の第3の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図17】本発明の第4の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図18】本発明の第5の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図19】本発明の第6の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図20】本発明の第7の実施形態による光送信機の構成を示す図である。
図21】本発明の第7の実施形態による光送信機の帯域分割部の構成を示す図である。
図22】本発明の第7の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの構成を示す図である。
図23】本発明の第7の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。
図24】本発明の第7の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。
図25】本発明の第7の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の構成を示す図である。
図26】本発明の第8の実施形態による光受信機の構成を示す図である。
図27】本発明の第8の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成を示す図である。
図28】本発明の第8の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の他の構成例を示す図である。
図29】本発明の第8の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。
図30】本発明の第8の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。
図31】本発明の第8の実施形態による光受信機の狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成を示す図である。
図32】本発明の第9の実施形態による光受信機の構成を示す図である。
図33】本発明の第9の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。
図34】本発明の第10の実施形態による光受信機の構成を示す図である。
図35】本発明の第11の実施形態による光受信機の構成を示す図である。
図36】本発明の第11の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の他の構成例を示す図である。
図37】本発明の第11の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。
図38】本発明の第11の実施形態による光受信機の狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成を示す図である。
図39】本発明の第12の実施形態による光通信システムの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0033】
<第1の実施形態>
以下、本発明の第1の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図1は、本発明の第1の実施形態による光送信機1の構成を示す図である。
図1に図示するように、第1の実施形態による光送信機1は、デジタル信号処理部10と、広帯域信号生成部11と、光変調器12と、信号光源13と、から構成される。デジタル信号処理部10は、信号生成部101と、帯域分割部102と、狭帯域信号処理部103と、デジタル−アナログ変換部104とを備える。
【0034】
信号生成部101は、バイナリ情報である送信データ系列から、高速信号(広帯域信号)である変調信号系列(I(n),Q(n))を生成する。信号生成部101は、生成した変調信号系列(I(n),Q(n))を、帯域分割部102へ出力する。
【0035】
帯域分割部102は、信号生成部101から入力された入力信号(変調信号系列(I(n),Q(n))を、上側波帯と下側波帯との信号に分割し、各信号を周波数シフトする。帯域分割部102は、周波数シフトした上側波帯信号(狭帯域信号、(I’(n),Q’(n))及び下側波帯信号(狭帯域信号(I’(n),Q’(n))を、それぞれ狭帯域信号処理部103へ出力する。
【0036】
狭帯域信号処理部103は、帯域分割部102から入力された上側波帯信号及び下側波帯信号について、上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部103は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った狭帯域信号(I’’(n),Q’’(n)及び(I’’(n),Q’’(n))を、デジタル−アナログ変換部104へ出力する。
【0037】
デジタル−アナログ変換部104は、狭帯域信号処理部103から入力された狭帯域信号を、アナログ信号に変換する。デジタル−アナログ変換部104は、変換したアナログ信号(I’’(t),Q’’(t))及び(I’’(t),Q’’(t))を、広帯域信号生成部11へ出力する。
【0038】
広帯域信号生成部11は、デジタル−アナログ変換部104から入力された複数のアナログ信号に対して、それぞれ周波数シフトする。広帯域信号生成部11は、周波数シフトされた複数のアナログ信号どうしの加算の処理を行い、広帯域信号を生成する。広帯域信号生成部11は、生成した広帯域信号(I(t),Q(t))を、光変調器12へ出力する。
【0039】
光送信機1が、広帯域信号生成部11の前段に、アナログ信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。あるいは、広帯域信号生成部11が、デジタル−アナログ変換部104から入力されたアナログ信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。
【0040】
光変調器12(送信部)は、信号光源13から出力された搬送波としての光信号を、広帯域信号生成部11から入力された広帯域信号で変調して光変調信号を生成する。光変調器12は、生成した光変調信号を出力する。
【0041】
なお、光送信機1が、光変調器12の前段に、広帯域信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。あるいは、広帯域信号生成部11が、光変調器12へ出力する広帯域信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。
【0042】
[信号生成部の構成]
信号生成部101は、ビットマッピング部(図示せず)と、デジタル波形生成部(図示せず)と、を備える。
【0043】
ビットマッピング部は、例えば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying:四位相偏移変調)、又は、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調フォーマットのシンボル点に対して、バイナリ情報である送信データ系列の送信ビットの割り当てを行う。
【0044】
デジタル波形生成部は、サンプリングレート変換処理、Raised Cosine Filter(レイズド・コサイン・フィルタ)やRoot Raised Cosine Filter(ルート・レイズド・コサイン・フィルタ)等によるフィルタリング処理、及び、送信信号のマルチキャリア信号とする場合において、FDM( Frequency Division Multiplexing:周波数分割多重)、OFDM(Orthogonal FDM:直交周波数分割多重)、又は、DMT(Discrete Multi-Tone modulation:離散マルチトーン変調)等の変調処理を行う。
【0045】
信号生成部101が、前置波長分散補償、前置非線形光学効果補償、又は、前置周波数特性補償等の任意の等化処理を行うデジタル波形予等化部をさらに備える構成であってもよい。
【0046】
[帯域分割部の構成]
図2は、本発明の第1の実施形態による光送信機1の帯域分割部102の構成を示す図である。帯域分割部102は、信号生成部101から入力された、入力信号(広帯域信号)である変調信号系列(I(n),Q(n))を、複素デジタル信号(I(n)+jQ(n))として扱う。
【0047】
図2に図示するように、帯域分割部102は、帯域分割フィルタ1021と、周波数シフタ1022と、を含んで構成される。
【0048】
帯域分割フィルタ1021は、信号生成部101から入力された入力信号(広帯域信号)を、上側波帯と下側波帯との信号に分割する。帯域分割フィルタ1021は、分割した上側波帯信号(I(n)+jQ(n))exp(jωt’))及び下側波帯信号(I(n)+jQ(n))exp(−jωt’))を、周波数シフタ1022へ出力する。
【0049】
周波数シフタ1022は、帯域分割フィルタ1021から入力された上側波帯信号及び下側波帯信号を、それぞれ周波数−f’=−(f+Δf)と周波数f’=f+Δfとによって周波数シフトする。周波数−f’及びf’の周波数シフトは、正弦波信号exp(−jω’t)及びexp(jω’t)を乗ずる演算にそれぞれ対応する。この周波数シフトにより、周波数シフタ1022は、入力された上側波帯信号及び下側波帯信号を、狭帯域信号((I(n)+jQ(n))exp(−jΔωt’)、及び、(I(n)+jQ(n))exp(jΔωt’))にする。すなわち、周波数シフタ1022は、上側波帯信号及び下側波帯信号の中心周波数を0Hzに近づけるように周波数シフトして、上側波帯信号及び下側波帯信号の最大周波数を下げる。上側波帯信号及び下側波帯信号の最大周波数が下がることにより、上側波帯信号及び下側波帯信号が狭帯域信号にそれぞれ変換される。周波数−f’及びf’は、後段で用いられるデジタル−アナログ変換器の許容帯域に応じて定めてもよい。デジタル−アナログ変換器において、サンプリング周波数は許容帯域を表現できる値とする。
【0050】
周波数シフタ1022は、周波数シフトした狭帯域信号の実部(Re)I’(n)及びI’(n)と、虚部(Im)Q’(n)及びQ’(n)とを、それぞれ狭帯域信号処理部103へ出力する。
【0051】
なお、上記において、t’=nT:離散時間(s(秒))(n=1,2,3…)、T=1/fs:サンプリング周期(s(秒))、fs:サンプリング周波数(Hz)、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)、ω’=2πf’=2π(f+Δf)=ω+Δω、Δω=ω’−ω、Re:実部、Im:虚部、である。
【0052】
なお、上記の処理において、帯域分割部102は、デジタル信号の同相(I)成分、及び直交(Q)成分を、複素デジタル信号として扱ったが、これに限られない。例えば、帯域分割部102が、IQ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱い、複素数演算に相当する計算処理を行うような構成であってもよい。
【0053】
なお、FPGA(Field-Programmable Gate Array)やASIC(Application Specific Integrated Circuit:特定用途向け集積回路)によって構成されるデジタル信号処理装置においては、通常は上記のように、IQ信号成分がそれぞれ独立した信号として扱われる。
【0054】
[帯域分割フィルタの構成]
図3は、本発明の第1の実施形態による光送信機1の帯域分割部102の帯域分割フィルタ1021の構成を示す図である。
【0055】
帯域分割フィルタ1021は、正及び負の周波数成分のみを通過させる帯域通過フィルタを備える。
図3に示す帯域分割フィルタ1021は、帯域通過フィルタとしてヒルベルト変換を用いた構成である。帯域分割フィルタ1021は、その他の任意の手段が用いられた構成であってもよい。
【0056】
hilbertは、ヒルベルト変換用のタップ係数(伝達関数)である。遅延フィルタは、ヒルベルト変換を行うFIR(Finite Impulse Response:有限インパルス応答)フィルタで生じる遅延量と同じ遅延量で入力信号を遅延させる。なお、帯域分割フィルタ1021が、ヒルベルト変換用のFIRフィルタの後段に、遅延補正フィルタを備える構成であってもよい。
【0057】
時間領域において、FIRフィルタによって行われる処理は、畳み込み演算に相当する。時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換(IFFT:Inverse FFT)されるような構成をFIRフィルタに代えて帯域分割フィルタが備えてもよい。
【0058】
なお、帯域分割フィルタ1021は、図4に示す帯域分割フィルタ1021b、又は、図5に示す帯域分割フィルタ1021cのような、帯域通過フィルタとしてヒルベルト変換を用いた他の構成であってもよい。
【0059】
なお、図6に示す帯域分割部102b、図7に示す帯域分割部102c、及び、図8に示す帯域分割部102dのように、帯域分割部102が、ヒルベルト変換を用いずに、LPF(Low-Pass Filter:ローパスフィルタ)を用いて帯域分割するような構成であってもよい。
【0060】
[狭帯域信号処理部の構成]
図9は、本発明の第1の実施形態による光送信機1の狭帯域信号処理部103の構成を示す図である。
【0061】
狭帯域信号処理部103は、帯域分割部102から入力された複数の狭帯域信号((I’(n)、Q’(n))、(I’(n),Q’(n)))について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。図9に図示するように、狭帯域信号処理部103は、(式1)に示すように、帯域分割部102から入力された複数の狭帯域信号に対して、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。すなわち、狭帯域信号処理部103は、狭帯域信号の同相成分(I’(n),I’(n))の加算と減算とを行い、狭帯域信号の直交成分(Q’(n),Q’(n))の加算と減算とを行う。
【0062】
(式1)
’’(n)= I’(n)+I’(n),
’’(n)=−Q’(n)+Q’(n),
’’(n)= I’(n)−I’(n),
’’(n)= Q’(n)+Q’(n)
【0063】
狭帯域信号処理部103は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方を行った狭帯域信号(I’’(n)、Q’’(n)、I’’(n),Q’’(n))を、それぞれデジタル−アナログ変換部104へ出力する。
【0064】
なお、図10に示す狭帯域信号処理部103bのように、狭帯域信号処理部103が、デバイスの不完全性により生じる信号間干渉を等化するために、予等化を行うような構成であってもよい。
【0065】
kl=(hkl(1),hkl(2),・・・,hkl(M)),
(k=1,2,3,4;l=1,2,3,4)
上記のhklは、予等化用タップ係数である。
例えば、I’’(n)は、畳み込み演算I’’=h11*I’+h21*Q’+h31*I’+h41*Q’のn番目の出力に対応する。この畳み込み演算は、図10に示すように、FIRフィルタによって行うことができる。
【0066】
時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換(FFT)され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換(IFFT)されるような構成を狭帯域信号処理部103bが備えてもよい。
なお、上記の演算は、周波数領域において行われてもよい。
【0067】
図10に示すように、狭帯域信号処理部103bは、入力された複数の狭帯域信号((I’(n)、Q’(n))、(I’(n)、Q’(n)))について、予等化を行い、信号((I’’(n)、Q’’(n))、(I’’(n)、Q’’(n)))を出力する。
図10に示すように、信号I’’(n)、Q’’(n)、I’’(n)、Q’’(n)は、それぞれ(式2)のように表される。
【0068】
(式2)
’’(n)=Σm=1{h11(m)I’(n−M+1)+h21(m)Q’(n−M+1)+h31(m)I’(n−M+1)+h41(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h12(m)I’(n−M+1)+h22(m)Q’(n−M+1)+h32(m)I’(n−M+1)+h42(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h13(m)I’(n−M+1)+h23(m)Q’(n−M+1)+h33(m)I’(n−M+1)+h43(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h14(m)I’(n−M+1)+h24(m)Q’(n−M+1)+h34(m)I’(n−M+1)+h44(m)Q’(n−M+1)}
【0069】
なお、図11に示す狭帯域信号処理部103cのように、演算処理を簡略化するため、一部の畳み込み演算が省略された構成であってもよい。但し、図9に示した狭帯域信号処理部103の構成による出力信号が得られるような構成である必要がある。図10に示した、タップ係数h12、h14、2123、31、34、41、h43は省略することができる。
タップ数M=1で、h11(1)=1、h13(1)=1、h22(1)=−1、h24(1)=1、h31(1)=1、h33(1)=−1、h42(1)=1、h44(1)=1の場合、図9に示した狭帯域信号処理部103の構成による出力信号と等しい出力信号が得られる。
【0070】
図11に示すように、狭帯域信号処理部103cは、入力された複数の狭帯域信号((I’(n)、Q’(n))、(I’(n)、Q’(n)))について、予等化を行い、信号((I’’(n)、Q’’(n))、(I’’(n)、Q’’(n)))を出力する。図11に示すように、信号I’’(n)、Q’’(n)、I’’(n)、Q’’(n)は、それぞれ式(3)のように表される。
【0071】
(式3)
’’(n)=Σm=1{h11(m)I’(n−M+1)+h31(m)I’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h22(m)Q’(n−M+1)+h42(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h13(m)I’(n−M+1)+h33(m)I’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h24(m)Q’(n−M+1)+h44(m)Q’(n−M+1)}
【0072】
なお、特定の条件を満たす場合、更に畳み込み演算の簡略化が可能である。例えば、h11=h13の場合、hとして予めI’に畳み込む構成とすることで、更に畳み込み演算の簡略化が可能である。また、例えばh11=h31の場合、h’としてI’’に畳み込む構成とすることで、畳み込み演算の簡略化が可能である。
【0073】
[広帯域信号生成部の構成]
図12は、本発明の第1の実施形態による光送信機1の広帯域信号生成部11の構成を示す図である。なお、周波数シフタにおける乗算回路(ミキサ)は、例えば、スイッチ回路等の任意デバイスを用いることができる。また、加算回路は、例えば、パワーコンバイナ等の任意のデバイスを用いることができる。
【0074】
広帯域信号生成部11は、狭帯域信号I’’(n)、Q’’(n)を、π/2の位相差を有する周波数f’の正弦波信号でそれぞれ周波数シフトする。また、広帯域信号生成部11は、狭帯域信号I’’(n)、Q’’(n)を、π/2の位相差を有する周波数−f’の正弦波信号でそれぞれ周波数シフトする。広帯域信号生成部11で行われる周波数シフトは、信号生成部101から出力される変調信号系列(I(n),Q(n))の周波数帯域へ、狭帯域信号の周波数帯域を変換する。すなわち、広帯域信号生成部11における周波数シフトは、周波数シフタ1022における周波数シフトに対して逆向きの周波数変換である。広帯域信号生成部11は、周波数シフトされた狭帯域信号I’’(n)、Q’’(n)を合成することにより、変調信号系列I(n)(第1の広帯域信号)を生成する。また、広帯域信号生成部11は、周波数シフトされた狭帯域信号I’’(n)、Q’’(n)を合成することにより、変調信号系列Q(n)(第2の広帯域信号)を生成する。
【0075】
また、図13に示す広帯域信号生成部11bのように、広帯域信号生成部11が、差動信号出力回路を周波数シフタ内に備える構成であってもよい。なお、差動信号出力回路が、周波数シフタ外であって広帯域信号生成部11の前段に備えられた構成であってもよい。なお、デジタル−アナログ変換部104が差動出力である場合には、差動信号出力回路を省略することができる。なお、広帯域信号生成部11の前段にドライバアンプが備えられ、差動信号が出力される構成である場合においても、差動信号出力回路を省略することできる。
【0076】
また、スイッチ回路への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。広帯域信号生成部11は、周波数シフトした信号の高調波を、LPF(ローパスフィルタ)によって除去する。なお、LPFが、周波数シフタの後段に備えられるような構成であってもよい。
なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、LPFが省略された構成であっても良い。また、高調波が生じてもよいシステムである場合には、同様にLPFが省略された構成であっても良い。なお、光変調器出力の後段に光フィルタが備えられ、高調波が除去されるような構成であっても良い。また、広帯域信号生成部11の出力部にドライバアンプが備えられ、広帯域信号生成部から出力される変調信号系列I(n)およびQ(n)を増幅して出力するような構成であってもよい。
【0077】
[広帯域信号の生成処理(2倍の場合)]
上述したように、第1の実施形態に係る光送信機1は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて上側波帯と下側波帯との信号に帯域分割し、それぞれの信号を周波数シフトすることにより、2つの狭帯域信号に分割する。光送信機1は、分割した2つの狭帯域信号それぞれに対してデジタル−アナログ変換を行う。光送信機1は、アナログ信号に変換した2つの狭帯域信号をそれぞれ周波数シフトする。光送信機1は、周波数シフトされた2つの狭帯域信号どうしの加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。
【0078】
光送信機1は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて上側波帯と下側波帯との信号に帯域分割し、上側波帯と下側波帯との信号をそれぞれ周波数−f’及びf’で周波数シフトする。周波数−f’及びf’の周波数シフトは、正弦波信号exp(−jω’t)及びexp(jω’t)をそれぞれ乗じる演算に対応する。個の信号処理は、(式4)のように表される。
【0079】
(式4)
I+jQ=(1/2)(I+j(hhilbert*I)+I−j(hhilbert*I))+(j/2)(Q+j(hhilbert*Q)+Q−j(hhilbert*Q))
=(I+jQ)exp(jωt)+(I+jQ)exp(−jωt)
=(I+jQ)exp(j(ω’−Δω)t)+(I+jQ)exp(−j(ω’−Δω)t)
=(I+jQ)exp(−jΔωt)exp(jω’t)+(I+jQ)exp(jΔωt)exp(−jω’t)
【0080】
2つの狭帯域信号(上側波帯信号及び下側波帯信号)は、それぞれ(式5)のように表される。
【0081】
(式5)
(I+jQ)exp(−jΔωt)=IcosΔωt+QsinΔωt+j(−IsinΔωt+QcosΔωt)=I’+jQ’,
(I+jQ)exp(jΔωt)=IcosΔωt−QsinΔωt+j(IsinΔωt+QcosΔωt)=I’+jQ
【0082】
光送信機1は、式(5)で表される2つの狭帯域信号を、それぞれ周波数f’及び−f’で周波数シフトする。周波数f’及び−f’の周波数シフトは、正弦波信号exp(jω’t)及びexp(−jω’t)をそれぞれ乗じる演算に対応する。周波数f’及び−f’で周波数シフトされた2つの狭帯域信号は、(式6)にて表される。
【0083】
(式6)
(I’+jQ’)exp(jω’t)=I’cosω’t−Q’sinω’t+j(I’sinω’t+Q’cosω’t),
(I’+jQ’)exp(−jω’t)=I’cosω’t+Q’sinω’t+j(−I’sinω’t+Q’cosω’t)
【0084】
光送信機1は、(式6)の2つの狭帯域信号どうしを、加算する。これにより、(式7)に示されるように、2つの狭帯域信号から広帯域信号が生成される。
【0085】
(式7)
I+jQ=(I’+I’)cosω’t+(−Q’+Q’)sinω’t+j[(I’−I’)sinω’t+(Q’+Q’)cosω’t]
=I’’cosω’t+Q’’sinω’t+j(I’’sinω’t+Q’’cosω’t)
【0086】
なお、上記において、j:虚数単位、hhilbert:ヒルベルト変換の伝達関数、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)、ω’=2πf’=2π(f+Δf)=ω+Δωである。
なお、上記の各式において、I、Q、及び、hhilbertは、tの関数であるが、(t)は省略している。
【0087】
なお、周波数Δfは任意の周波数(実数)であるが、図13に示した広帯域信号生成部11bを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δf≧0とすることが望ましい。なぜならば、Δf<0である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。
【0088】
<第2の実施形態>
以下、本発明の第2の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図14は、本発明の第2の実施形態による光送信機2の構成を示す図である。
【0089】
図14に図示するように、第2の実施形態による光送信機2は、図1に示した第1の実施形態による光送信機1とは異なり、狭帯域信号処理部203をデジタル信号処理部20の外部に備える。狭帯域信号処理部203は、デジタル−アナログ変換部204から出力されたアナログ信号に対し、周波数シフトされた上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行い、広帯域信号生成部21へ出力する。
【0090】
図14に示すように、第2の実施形態による光送信機2は、デジタル信号処理部20と、狭帯域信号処理部203と、広帯域信号生成部21と、光変調器22と、信号光源23と、から構成される。デジタル信号処理部20は、信号生成部201と、帯域分割部202と、デジタル−アナログ変換部204とを備える。
【0091】
信号生成部201は、バイナリ情報である送信データ系列から、高速信号(広帯域信号)である変調信号系列(I(n),Q(n))を生成する。信号生成部201は、生成した変調信号系列(I(n),Q(n))を、帯域分割部202へ出力する。
【0092】
帯域分割部202は、信号生成部101から入力された入力信号(変調信号系列(I(n),Q(n))を、上側波帯信号と下側波帯信号とに分割し、分割された信号を周波数シフトする。帯域分割部102は、周波数シフトされた上側波帯信号(狭帯域信号(I’(n),Q’(n))及び下側波帯信号(狭帯域信号(I’(n),Q’(n))を、それぞれデジタル−アナログ変換部204へ出力する。
【0093】
デジタル−アナログ変換部204は、帯域分割部202から入力された狭帯域信号を、アナログ信号に変換する。デジタル−アナログ変換部204は、変換したアナログ信号(I’(t),Q’(t))及び(I’(t),Q’(t))を、狭帯域信号処理部203へ出力する。
【0094】
狭帯域信号処理部203は、デジタル−アナログ変換部204から入力されたアナログ信号である上側波帯信号及び下側波帯信号について、上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部203は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った狭帯域信号(I’’(t),Q’’(t))及び(I’’(t),Q’’(t))を、広帯域信号生成部21へ出力する。狭帯域信号処理部203は、第1の実施形態による狭帯域信号処理部103が行う(式1)で表される信号処理と同様の信号処理により、アナログ信号(I’(t),Q’(t))及び(I’(t),Q’(t))から狭帯域信号(I’’(t),Q’’(t))及び(I’’(t),Q’’(t))を生成する。
【0095】
なお、広帯域信号生成部21、光変調器22、及び信号光源23の構成及び動作は、上述した第1の実施形態による光送信機1における広帯域信号生成部11、光変調器12、及び信号光源13の構成及び動作と同様であるため、それらの説明を省略する。
【0096】
上述したように、図9に示した第1の実施形態による光送信機1の狭帯域信号処理部103は、デジタル信号処理を行う。一方、第2の実施形態による狭帯域信号処理部203は、デジタル−アナログ変換部204から出力されたアナログ信号に対して処理を行う。そのため、第2の実施形態による狭帯域信号処理部203は、例えば、図15に示す狭帯域信号処理部203bのような、2つのパワーデバイダ、4つのパワーコンバイナ、及び、2つの差動信号出力回路を備えるアナログ回路によって構成される。なお、狭帯域信号処理部203は、図15に示すアナログ回路の出力と等価な出力が得られる他のアナログ回路で構成されてもよい。
【0097】
<第3の実施形態>
以下、本発明の第3の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図16は、本発明の第3の実施形態による光送信機3の構成を示す図である。
【0098】
図16に図示するように、第3の実施形態による光送信機3では、複数のデジタル信号処理部(デジタル信号処理部30−1及びデジタル信号処理部30−2)から、独立した狭帯域信号がそれぞれ出力され、当該独立した狭帯域信号に基づいて広帯域信号が生成される。例えば、デジタル信号処理部30−1に入力される送信データ系列と、デジタル信号処理部30−2に入力される送信データ系列とが互いに独立するデータ系列であってもよい。
【0099】
図16に示すように、第3の実施形態による光送信機3は、2つのデジタル信号処理部30(30−1、30−2)と、狭帯域信号処理部303と、広帯域信号生成部31と、光変調器32と、信号光源33と、から構成される。2つのデジタル信号処理部30それぞれは、信号生成部301と、デジタル−アナログ変換部304とを備える。
【0100】
デジタル信号処理部30−1の信号生成部301は、バイナリ情報である送信データ系列から、狭帯域信号である変調信号系列(I(n),Q(n))を生成する。デジタル信号処理部30−1の信号生成部301は、生成した変調信号系列(I(n),Q(n))を、デジタル−アナログ変換部304へ出力する。
同様に、デジタル信号処理部30−2の信号生成部301は、バイナリ情報である送信データ系列から、狭帯域信号である変調信号系列(I(n),Q(n))を生成する。デジタル信号処理部30−2の信号生成部301は、生成した変調信号系列(I(n),Q(n))を、デジタル−アナログ変換部304へ出力する。
【0101】
デジタル信号処理部30−1のデジタル−アナログ変換部304は、信号生成部301から入力された変調信号系列を、アナログ信号に変換する。デジタル信号処理部30−1のデジタル−アナログ変換部304は、変換したアナログ信号(I(t),Q(t))を、狭帯域信号処理部303へ出力する。
同様に、デジタル信号処理部30−2のデジタル−アナログ変換部304は、信号生成部301から入力された変調信号系列を、アナログ信号に変換する。デジタル信号処理部30−2のデジタル−アナログ変換部304は、変換したアナログ信号(I(t),Q(t))を、狭帯域信号処理部303へ出力する。
【0102】
狭帯域信号処理部303は、デジタル信号処理部30−1のデジタル−アナログ変換部304及びデジタル信号処理部30−2のデジタル−アナログ変換部304からそれぞれ入力されたアナログ信号である狭帯域信号について、当該狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。
狭帯域信号処理部303は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理により得られる2つ狭帯域信号(I’’(t),Q’’(t))と(I’’(t),Q’’(t))を、広帯域信号生成部31へ出力する。狭帯域信号(I’’(t),Q’’(t)),(I’’(t),Q’’(t))それぞれは、(式8)で表される。
【0103】
(式8)
’’(t)=I(t)+I(t),
’’(t)=−Q(t)+Q(t),
’’(t)=I(t)−I(t),
’’(t)=Q(t)+Q(t)
【0104】
なお、広帯域信号生成部31、光変調器32、及び信号光源33の構成については、上述した第1の実施形態による光送信機1における広帯域信号生成部11、光変調器12、及び信号光源13の構成及び動作と同様であるため、それらの説明を省略する。
【0105】
なお、従来技術による光送信機は、それぞれ出力した狭帯域信号を、2台の光変調器によってそれぞれ変調して出力する。一方、第3の実施形態による光送信機3は、1台の光変調器32によって一括変調することができる。
【0106】
<第4の実施形態>
以下、本発明の第4の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図17は、本発明の第4の実施形態による光送信機4の構成を示す図である。
図17に図示するように、第4の実施形態による光送信機4の構成は、複素デジタル信号(I(n)+jQ(n))の直交成分Q=0の場合における構成である。複素デジタル信号(I(n)+jQ(n))の同相成分Iがゼロ(I=0)であってもよい。
【0107】
Q=0の場合は、I=I、Q=−Qとなる。よって、I’=I’、Q’=−Q’となるため、I’’=2I’、Q’’=−2Q’、I’’=0、Q’’=0である。
これにより、狭帯域信号処理部403、及び広帯域信号生成部41において、I’’、Q’’側の処理を(式9)に示すように省略することができる。
【0108】
(式9)
I=(I’+I’)cosω’t+(−Q’+Q’)sinω’t+j[(I’−I’)sinω’t+(Q’+Q’)cosω’t]
=I’’cosω’t+Q’’sinω’t+j[I’’sinω’t+Q’’cosω’t]
=2I’cosω’t−2Q’sinω’t
【0109】
I=0の場合は、I=−I、Q=Qとなる。よって、I’=−I’,Q’=Q’となるため、I’’=0、Q’’=0、I’’=−2I’、Q’’=2Q’である。
これにより、狭帯域信号処理部403、及び広帯域信号生成部41において、I’’、Q’’側の処理を(式10)に示すように省略することができる。
【0110】
(式10)
jQ=(I’+I’)cosω’t+(−Q’+Q’)sinω’t+j[(I’−I’)sinω’t+(Q’+Q’)cosω’t]
=I’’cosω’t+Q’’sinω’t+j[I’’sinω’t+Q’’cosω’t]
=j[−2I’cosω’t+2Q’sinω’t]
【0111】
<第5の実施形態>
以下、本発明の第5の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図18は、本発明の第5の実施形態による光送信機5の構成を示す図である。
【0112】
図18に図示するように、第5の実施形態による光送信機5は、偏波多重信号への適用例である。第5の実施形態による光送信機5は、図1に示した第1の実施形態による光送信機1が備える各機能ブロック(信号生成部101、帯域分割部102、狭帯域信号処理部103、デジタル−アナログ変換部104、広帯域信号生成部11、及び光変調器12)を、x偏波とy偏波とのそれぞれに対して備えた構成である。送信データ系列は、信号生成部において、x偏波とy偏波とに対応する2つのデータ系列に分割される。2つのデータ系列それぞれは、第1の実施形態による光送信機1における信号処理と同様の信号処理が施される。
【0113】
<第6の実施形態>
以下、本発明の第6の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図19は、本発明の第6の実施形態による光送信機6の構成を示す図である。
【0114】
図19に図示するように、第6の実施形態による光送信機6は、偏波多重信号への適用例である。第6の実施形態による光送信機6は、図16に示した第3の実施形態による光送信機3が備える各機能ブロックを、x偏波とy偏波とのそれぞれに対して備えた構成である。
【0115】
<第7の実施形態>
以下、本発明の第7の実施形態について説明する。
[光送信機の構成]
図20は、本発明の第7の実施形態による光送信機7の構成を示す図である。
【0116】
図20に図示するように、第7の実施形態による光送信機7は、信号生成部701と、帯域分割部702と、狭帯域信号処理部703と、デジタル−アナログ変換部704とからなるデジタル信号処理部70と、広帯域信号生成部71と、光変調器72と、信号光源73と、によって構成される。
【0117】
上述した実施形態では、光送信機が、広帯域信号を2つの狭帯域信号(上側波帯信号及び下側波帯信号)に分割する構成であった。一方、第7の実施形態では、光送信機7が、広帯域信号を3つの狭帯域信号に分割する構成である。
【0118】
第7の実施形態においては、上述した実施形態における狭帯域信号(I,Q)及び(I,Q)のほか、更に、狭帯域信号(I,Q)を考慮する必要がある。しかし、第7の実施形態による光送信機7の構成は、上述したような広帯域信号を2つの狭帯域信号に分割する光送信機の構成の場合と、同様のバリエーションを取ることができる。
【0119】
例えば、第7の実施形態による光送信機7の構成は、図16に示した第3の実施形態による光送信機3の構成と同様に、複数のデジタル信号処理部70を備える構成とすることも可能である。
また、例えば、第7の実施形態による光送信機7の構成は、図18に示した第5の実施形態による光送信機5の構成、及び、図19に示した第6の実施形態による光送信機6の構成と同様に、偏波多重信号へ適用させることも可能である。
【0120】
図21は、本発明の第7の実施形態による光送信機7の帯域分割部702の構成を示す図である。また、図22は、本発明の第7の実施形態による光送信機7の帯域分割部702の帯域分割フィルタ7021の構成を示す図である。
なお、帯域分割部702は、図6に示した帯域分割部102bと同様、ヒルベルト変換を用いずに帯域分割する構成を備えてもよい。図23は、ヒルベルト変換を用いずに広帯域信号を3つの狭帯域信号に分割する帯域分割部702bの構成例を示す図である。
【0121】
図24は、本発明の第7の実施形態による光送信機7の狭帯域信号処理部703の構成を示す図である。図24に図示するように、第7の実施形態による狭帯域信号処理部703の構成は、図9に示した第1の実施形態による狭帯域信号処理部103の構成と同等の最小構成である。また、第7の実施形態において、図10に示した狭帯域信号処理部103bのような波形等化を考慮する場合には、図10に示した狭帯域信号処理部103bにおける4x4の構成を、6x6の構成に拡張すればよい。
【0122】
図25は、本発明の第7の実施形態による光送信機7の広帯域信号生成部71の構成を示す図である。図25に図示するように、第7の実施形態による広帯域信号生成部71の構成は、狭帯域信号I’’とQ’’とがそれぞれ加算される点以外については、図12に示した第1の実施形態による広帯域信号生成部11の構成と同等の構成である。
なお、広帯域信号生成部71を実現するアナログ回路では、図13に示した広帯域信号生成部11bの構成と同様に、作動信号出力回路、スイッチ回路及びパワーコンバイナを用いればよい。
【0123】
[広帯域信号の生成処理(3倍の場合)]
上述したように、第7の実施形態に係る光送信機7は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて3つに帯域分割し、帯域分割した3つの信号それぞれを周波数シフトすることにより、3つの狭帯域信号に分割する。光送信機7は、3つの狭帯域信号に対してそれぞれデジタル−アナログ変換を行う。光送信機7は、アナログ信号に変換した3つの狭帯域信号のうち2つを周波数シフトする。光送信機7は、当該3つの狭帯域信号どうしの加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。3つの狭帯域信号のうち0Hz近傍の狭帯域信号以外の2つの狭帯域信号が周波数シフトの対象となる。
【0124】
光送信機7は、広帯域信号を、LPF(ローパスフィルタ)とヒルベルト変換を用いて3つに帯域分割する。光送信機7は、分割した帯域のうち、周波数が高い帯域を第1の帯域、周波数が低い帯域を第2の帯域、及び、その中間の周波数である帯域を第3の帯域とすると、第1の帯域の信号及び第2の帯域の信号をそれぞれ周波数−f’及びf’で周波数シフトする。帯域分割部702の周波数シフタは、第1の帯域の信号に対して正弦波信号exp(−jω’t)を乗じ、第2の帯域の信号に対して正弦波信号exp(jω’t)を乗じる。帯域分割部702における信号処理は、(式11)で表される。
【0125】
(式11)
I+jQ=I+jQ+(I+jQ)exp(j2ωt)+(I+jQ)exp(−j2ωt)
=I+jQ+(I+jQ)exp(j(2ω’−Δω)t)+(I+jQ)exp(−j(2ω’−Δω)t)
=I+jQ+(I+jQ)exp(−jΔωt)exp(j2ω’t)+(I+jQ)exp(jΔωt)exp(−j2ω’t)
【0126】
3つの狭帯域信号は、それぞれ(式12)のように表される。なお、第3の帯域の信号(I+jQ)はLPFを通過した帯域の信号である。光送信機7は、信号(I+jQ)を差し引いた広帯域信号に対してヒルベルト変換により帯域分割することによって、上記の第1の帯域及び第2の帯域の信号を得ることができる。
【0127】
(式12)
第3の帯域の信号:I+jQ
第1の帯域の信号:(I+jQ)exp(−jΔωt)=IcosΔωt+QsinΔωt+j(−IsinΔωt+QcosΔωt)=I’+jQ’,
第2の帯域の信号:(I+jQ)exp(jΔωt)=IcosΔωt−QsinΔωt+j(IsinΔωt+QcosΔωt)=I’+jQ
【0128】
光送信機7は、第1及び第2の帯域に対応する狭帯域信号を、それぞれ周波数2f’及び−2f’で周波数シフトする。第1の帯域に対応する狭帯域信号に正弦波信号(exp(j2ω’t)が乗じられ、第2の帯域に対応する狭帯域信号に正弦波信号exp(−j2ω’t)が乗じられる。なお、ω’=2πf’である。周波数シフトが施された信号は、(式13)で表される。
【0129】
(式13)
(I’+jQ’)exp(j2ω’t)=I’cos2ω’t−Q’sin2ω’t+j(I’sin2ω’t+Q’cos2ω’t),
(I’+jQ’)exp(−j2ω’t)=I’cos2ω’t+Q’sin2ω’t+j(−I’sin2ω’t+Q’cos2ω’t)
【0130】
光送信機7の広帯域信号生成部71は、上記の3つの狭帯域信号を、加算する。これにより、(式14)に示す3つの狭帯域信号から広帯域信号が生成される。
【0131】
(式14)
I+jQ=I+jQ+(I’+I’)cos2ω’t+(−Q’+Q’)sin2ω’t+j[(I’−I’)sin2ω’t+(Q’+Q’)cos2ω’t]
=I+I’’cos2ω’t+Q’’sin2ω’t+j(Q+I’’sin2ω’t+Q’’cos2ω’t)
【0132】
なお、上記において、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)、ω’=2πf’=2π(f+Δf)=ω+Δωである。なお、上記において、信号I及びQは時間tの関数であるが、(t)は省略している。
【0133】
なお、周波数Δfは任意の周波数(実数)であるが、図13に示した広帯域信号生成部11bを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δf≧0とすることが望ましい。なぜならば、Δf<0である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。
【0134】
なお、上述したように、本発明の第1の実施形態から第6の実施形態による光送信機は、広帯域信号を2つの狭帯域信号に分割して、デジタル−アナログ変換を行い、アナログ信号に変換した2つの狭帯域信号から広帯域信号を生成した。また、上述したように、本発明の第7の実施形態による光送信機は、広帯域信号を3つの狭帯域信号に分割して、デジタル−アナログ変換を行い、アナログ信号に変換した3つの狭帯域信号から広帯域信号を生成した。
【0135】
本発明は、以下に説明するように、更に、2N個(2個、4個、6個…)の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の2N倍(2倍、4倍、6倍…)の帯域を有する広帯域信号を生成するように拡張することが可能である。また、本発明は、2N+1個(3個、5個、7個…)の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の2N+1倍(3倍、5倍、7倍…)の帯域を有する広帯域信号を生成するように拡張することも可能である。
【0136】
<広帯域信号の生成処理(2N倍への拡張)>
以下、2N個の狭帯域信号を用いて2N倍の広帯域信号を生成する光送信機の場合について説明する。光送信機は、広帯域信号を2N個に帯域分割し、帯域分割された信号をそれぞれ周波数(−(2k−1)f’)及び(2k−1)f’で周波数シフトする。帯域分割された信号に対する周波数シフトは、正弦波信号exp(−j(2k−1)ω’t)、exp(j(2k−1)ω’t)を乗ずる信号処理で行われる。光送信機は、広帯域信号を2N個の狭帯域信号に分割してから、それぞれの狭帯域信号に対してデジタル−アナログ変換を行う。
【0137】
光送信機は、アナログ信号に変換した2N個の狭帯域信号を周波数シフトする。光送信機は、周波数シフトされた2N個の狭帯域信号の加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。
【0138】
光送信機は、広帯域信号を、2N個に帯域分割し、それぞれ周波数(−(2k−1)f’)、(2k−1)f’で周波数シフトする。2N個に帯域分割された信号のうち、中心周波数が0Hzより大きい信号は、正弦波信号exp(−j(2k−1)ω’t)を乗じられ、0Hz近傍の信号へ変換される。中心周波数が0Hzより小さい信号は、正弦波信号exp(j(2k−1)ω’t)を乗じられ、0Hz近傍の信号へ変換される。2N個に帯域分割された信号(I+jQ)は、(式15)で表される。なお、k=1,2,…,(N/2)。
【0139】
(式15)
I+jQ=Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(j(2k−1)ωt)+(I2k+jQ2k)exp(−j(2k−1)ωt)]
=Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(−jΔωt)exp(j(2k−1)ω’t)+(I2k+jQ2k)exp(jΔωt)exp(−j(2k−1)ω’t)]
【0140】
2N個の狭帯域信号は、それぞれ(式16)のように表される。
【0141】
(式16)
(I2k−1+jQ2k−1)exp(−jΔωt)=I2k−1cosΔωt+Q2k−1sinΔωt+j(−I2k−1sinΔωt+Q2k−1cosΔωt)=I2k−1’+jQ2k−1’,
(I2k+jQ2k)exp(jΔωt)=I2kcosΔωt−Q2ksinΔωt+j(I2ksinΔωt+Q2kcosΔωt)=I2k’+jQ2k
【0142】
光送信機は、上記の2N個の狭帯域信号を、それぞれ周波数(±(2k−1)f’)で周波数シフトする。(式17)に示されるように、2N個の狭帯域信号が正弦波信号exp(±j(2k−1)ω’t)とそれぞれ乗じられる。
【0143】
(式17)
(I2k−1’+jQ2k−1’)exp(j(2k−1)ω’t)=I2k−1’cos(2k−1)ω’t−Q2k−1’sin(2k−1)ω’t+j(I2k−1’sin(2k−1)ω’t+Q2k−1’cos(2k−1)ω’t),
(I2k’+jQ2k’)exp(−j(2k−1)ω’t)=I2k’cos(2k−1)ω’t+Q2k’sin(2k−1)ω’t+j(−I2k’sin(2k−1)ω’t+Q2k’cos(2k−1)ω’t)
【0144】
光送信機は、上記の2N個の狭帯域信号を、加算する。これにより、(式18)に示されるように、2N個の狭帯域信号から帯域分割前の広帯域信号と同じ帯域を有する広帯域信号が生成される。
【0145】
(式18)
I+jQ=(I’+I’)cosω’t+(−Q’+Q’)sinω’t+j[(I’−I’)sinω’t+(Q’+Q’)cosω’t]+(I’+I’)cos3ω’t+(−Q’+Q’)sin3ω’t+j[(I’−I’)sin3ω’t+(Q’+Q’)cos3ω’t]+・・・
=Σ[(I2k−1’+I2k’)cos(2k−1)ω’t+(−Q2k−1’+Q2k’)sin(2k−1)ω’t+j((I2k−1’−I2k’)sin(2k−1)ω’t+(Q2k−1’+Q2k’)cos(2k−1)ω’t)]
=Σ[I2k−1’’cos(2k−1)ω’t+Q2k−1’’sin(2k−1)ω’t+j(I2k’’sin(2k−1)ω’t+Q2k’’cos(2k−1)ω’t)]
【0146】
なお、上記において、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)、ω’=2πf’=2π(f+Δf)=ω+Δωである。なお、上記において、信号I及びQは時間tの関数であるが、(t)は省略している。
【0147】
なお、周波数Δfは任意の周波数(実数)であるが、図13に示した広帯域信号生成部11bを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δf≧0とすることが望ましい。なぜならば、Δf<0である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。
【0148】
<広帯域信号の生成処理(2N+1倍への拡張)>
以下、(2N+1)個の狭帯域信号を用いて(2N+1)倍の広帯域信号を生成する光送信機の場合について説明する。光送信機は、広帯域信号を(2N+1)個に帯域分割し、それぞれ周波数(−2kf’)及び2kf’で周波数シフトする。帯域分割された信号に対する周波数シフトは、正弦波信号exp(−j(2kω’t)、exp(j2kω’)を乗ずる信号処理で行われる。光送信機は、(2N+1)個の狭帯域信号に分割してから、それぞれの狭帯域信号に対してデジタル−アナログ変換を行う。
【0149】
光送信機は、アナログ信号に変換した(2N+1)個の狭帯域信号のうち2N個を周波数シフトする。光送信機は、当該(2N+1)個の狭帯域信号の加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。
【0150】
光送信機は、広帯域信号を、(2N+1)個に帯域分割し、それぞれ周波数(−2kf’)、(2kf’)で周波数シフトする。(2N+1)個に帯域分割された信号のうち、中心周波数が0Hzより大きい信号であって0Hzを帯域に含まない信号は、正弦波信号exp(−j(2kω’t))を乗じられ、0Hz近傍の信号へ変換される。中心周波数が0Hzより小さい信号であって0Hzを帯域に含まない信号は、正弦波信号exp(j(2kω’t))を乗じられ、0Hz近傍の信号へ変換される。帯域分割された信号のうち、0Hzを帯域に含む信号(I+jQ)には周波数シフトが行われない。(2N+1)個に帯域分割された信号(I+jQ)は、(式19)で表される。なお、k=1,2,…,(N/2)。
【0151】
(式19)
I+jQ=I+jQ+Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(j2kωt)+(I2k+Q2k)exp(−j2kωt)]
=I+jQ+Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(−jΔωt)exp(j2kω’t)+(I2k+Q2k)exp(jΔωt)exp(−j2kω’t)]
【0152】
(2N+1)個の狭帯域信号は、それぞれ(式20)のように表される。
【0153】
(式20)
+jQ
(I2k−1+jQ2k−1)exp(−jΔωt)=I2k−1cosΔωt+Q2k−1sinΔωt+j(−I2k−1sinΔωt+Q2k−1cosΔωt)=I2k−1’+jQ2k−1’,
(I2k+jQ2k)exp(jΔωt)=I2kcosΔωt−Q2ksinΔωt+j(I2ksinΔωt+Q2kcosΔωt)=I2k’+jQ2k
【0154】
光送信機は、上記の(2N+1)個の狭帯域信号を、それぞれ周波数(±2kf’)で周波数シフトする。(式21)に示されるように、(2N+1)個の狭帯域信号のうち2N個の狭帯域信号が正弦波信号exp(±j2kω’t)とそれぞれ乗じられる。但し、光送信機は、狭帯域信号(I+jQ)については周波数シフトしない。
【0155】
(式21)
+jQ
(I2k−1’+jQ2k−1’)exp(j2kω’t)=I2k−1’cos2kω’t−Q2k−1’sin2kω’t+j(I2k−1’sin2kω’t+Q2k−1’cos2kω’t),
(I2k’+jQ2k’)exp(−j2kω’t)=I2k’cos2kω’t+Q2k’sin2kω’t+j(−I2k’sin2kω’t+Q2k’cos2kω’t)
【0156】
光送信機は、上記の(2N+1)個の狭帯域信号を、加算する。これにより、(式22)に示されるように、(2N+1個)の狭帯域信号から、帯域分割前の広帯域信号と同じ帯域を有する広帯域信号が生成される。
【0157】
(式22)
I+jQ=I+jQ+(I’+I’)cosω’t+(−Q’+Q’)sin2ω’t+j[(I’−I’)sin2ω’t+(Q’+Q’)cos2ω’t]+(I’+I’)cos4ω’t+(−Q’+Q’)sin4ω’t+j[(I’−I’)sin4ω’t+(Q’+Q’)cos4ω’t]+・・・
=I+jQ+Σ[(I2k−1’+I2k’)cos2kω’t+(−Q2k−1’+Q2k’)sin2kω’t+j((I2k−1’−I2k’)sin2kω’t+(Q2k−1’+Q2k’)cos2kω’t)]
=I+jQ+Σ[I2k−1’’cos2kω’t+Q2k−1’’sin2kω’t+j(I2k’’sin2kω’t+Q2k’’cos2kω’t)]
【0158】
なお、上記において、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)、ω’=2πf’=2π(f+Δf)=ω+Δωである。なお、上記において、信号I及びQは時間tの関数であるが、(t)は省略している。
【0159】
なお、周波数Δfは任意の周波数(実数)であるが、図13に示した広帯域信号生成部11bを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δf≧0とすることが望ましい。なぜならば、Δf<0である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。
【0160】
以上、説明したように、本発明の光送信機によれば、複数の低速信号(狭帯域信号)をアナログ的に合成し、高速信号(広帯域信号)を生成することが可能になる。具体的には、低速信号に対して加減算回路と周波数シフタ(例えば、スイッチ回路等)とを用いる簡易な構成で、高速信号を生成することが可能になる。
これにより、本発明の光送信機によれば、DACの出力帯域に制限されることなく、変調速度を高速化することが可能になる。
【0161】
また、本発明の光送信機によれば、2N個(2個、4個、6個…)の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の2N倍(2倍、4倍、6倍…)の帯域を有する広帯域信号を生成するような拡張、あるいは、2N+1個(3個、5個、7個…)の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の2N+1倍(3倍、5倍、7倍…)の帯域を有する広帯域信号を生成するような拡張も容易に実現可能となる。
【0162】
さらに、本発明の光送信機によれば、低速信号から高速信号を生成する際において、DACや合成部のアナログデバイスの不完全性により生じる信号品質の劣化を等化する機構も備えることができる。
【0163】
<第8の実施形態>
以下、本発明の第8の実施形態について説明する。
[光受信機の構成]
図26は、本発明の第8の実施形態による光受信機2001の構成を示す図である。
【0164】
図26に示すように、本実施形態による光受信機2001は、光コヒーレント受信機2010と、局発光源2011と、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012と、狭帯域信号処理部2013と、デジタル信号処理部2014とから構成される。また、デジタル信号処理部2014は、アナログ−デジタル変換部2141と、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142と、波形等化部2143と、復号部2144とから構成される。
【0165】
光コヒーレント受信機2010(受信部)は、光ファイバ伝送路から受信した偏波多重された光変調信号(偏波多重信号)を、局発光源2011から出力された局発光と干渉させ、光電変換器(図示せず)によりベースバンド信号に変換する。光コヒーレント受信機2010は、変換したベースバンド信号(広帯域信号)を、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012へ出力する。
【0166】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、光コヒーレント受信機2010から入力された広帯域信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))を、複数(本実施形態においては2つ)の広帯域信号にそれぞれ分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、分割した複数の広帯域信号を周波数シフトし狭帯域信号とする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした複数の狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))、(Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t)))を、それぞれ狭帯域信号処理部2013へ出力する。狭帯域信号それぞれは、(式23)で表される。
【0167】
(式23)
x1’(t)=Ix1(t)+Ix2(t),
x1’(t)=−Qx1(t)+Qx2(t),
x2’(t)=Ix1(t)−Ix2(t),
x2’(t)=Qx1(t)+Qx2(t),
y1’(t)=Iy1(t)+Iy2(t),
y1’(t)=−Qy1(t)+Qy2(t),
y2’(t)=Iy1(t)−Iy2(t),
y2’(t)=Qy1(t)+Qy2(t)
【0168】
狭帯域信号処理部2013は、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012から入力された複数の狭帯域信号について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部2013は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号((Ix1(t)、Qx1(t))、(Ix2(t)、Qx2(t))、(Iy1(t)、Qy1(t))、(Iy2(t)、Qy2(t)))を、アナログ−デジタル変換部2141へ出力する。
【0169】
アナログ−デジタル変換部2141は、狭帯域信号処理部2013から入力された複数の狭帯域信号を、それぞれデジタル信号に変換する。アナログ−デジタル変換部2141は、変換した複数のデジタル信号((Ix1(n)、Qx1(n))、(Ix2(n)、Qx2(n))、(Iy1(n)、Qy1(n))、(Iy2(n)、Qy2(n)))を、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142へ出力する。
【0170】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、アナログ−デジタル変換部2141から入力された狭帯域信号である複数のデジタル信号を周波数シフトして、当該複数のデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、変換した広帯域信号(S(n)及びS(n))を、波形等化部2143へ出力する。
【0171】
波形等化部2143は、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142から入力された広帯域信号に対し波形等化を行い、光ファイバ伝送路において発生する波長分散、偏波変動、及び非線形光学効果による波形劣化を補償する。また、波形等化部2143は、送信側のレーザと受信側のレーザとの周波数誤差、及び、それぞれのレーザの持つ線幅による位相雑音の補償を行う。また、波形等化部2143は、その他、任意の波形等化を実施する。波形等化部2143は、上記の処理によって等化した広帯域信号(S(n)及びS(n))を、復号部2144へ出力する。
【0172】
復号部2144は、波形等化部2143から入力された広帯域信号を復号する。
【0173】
[広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成]
図27は、本発明の第8の実施形態による光受信機2001の広帯域信号−狭帯域信号変換部2012の構成を示す図である。
【0174】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、光コヒーレント受信機2010から入力された広帯域信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))を、複数(本実施形態においては2つ)の狭帯域信号に分割する。なお、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、例えば、パワーデバイダなどによって、広帯域信号を複数の広帯域信号に分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、分割した複数の広帯域信号を、周波数シフタ2121によって周波数シフトして狭帯域信号とする。
【0175】
なお、周波数シフタにおける乗算回路(ミキサ)は、例えば、スイッチ回路等の任意デバイスを用いることができる。また、加算回路は、例えば、パワーコンバイナ等の任意のデバイスを用いることができる。
【0176】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした複数の狭帯域信号の高調波を、それぞれLPF(Low-pass filter:ローパスフィルタ)2122によって除去する。なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、LPF2122が省略された構成であってもよい。また、高調波が生じても構わないシステムの場合にも同様に、LPF2122が省略された構成であってもよい。
【0177】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、LPF2122によって高調波を除去した狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))、(Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t)))を、それぞれ狭帯域信号処理部2013へ出力する。狭帯域信号それぞれは、上述した(式23)で表される。
【0178】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、広帯域信号(I(t),Q(t))の同相成分I(t)に対して、(π/2)の位相差を有する正弦波信号(cos(ωt),sin(ωt))を乗じる。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、同相成分I(t)に正弦波信号cos(ωt)を乗じることにより、同相成分I(t)の信号の帯域を0Hz近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の同相成分の和を示す信号Ix1’(t)を狭帯域信号として得る。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、同相成分I(t)に正弦波信号sin(ωt)を乗じることにより、広帯域信号の直交成分Q(t)の信号の帯域を0Hz近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の直交成分の差を示す信号Qx1’(t)を狭帯域信号として得る。
【0179】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、広帯域信号(I(t),Q(t))の直交成分Q(t)に対して、(π/2)の位相差を有する正弦波信号(sin(ωt),cos(ωt))を乗じる。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、直交成分Q(t)に正弦波信号sin(ωt)を乗じることにより、広帯域信号の同相成分I(t)の信号の帯域を0Hz近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の同相成分の差を示す信号Ix2’(t)を狭帯域信号として得る。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、直交成分Q(t)に正弦波信号cos(ωt)を乗じることにより、直交成分Q(t)の信号の帯域を0Hz近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の直交成分の和を示す信号Qx1’(t)を狭帯域信号として得る。
【0180】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、広帯域信号(I(t),Q(t))に対しても、広帯域信号(I(t),Q(t))と同様の信号処理を行いことで、狭帯域信号((Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t))を得る。なお、周波数シフトに用いる正弦波信号sin(ωt),cos(ωt)の角周波数ωは、後段で用いられるアナログ−デジタル変換器の許容帯域に応じて定めてもよい。アナログ−デジタル変換器において、サンプリング周波数は許容帯域を表現できる値とする。
【0181】
また、図28に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部2012bのように、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012が、周波数シフタ2121内に差動信号出力回路2211を備える構成であってもよい。
なお、差動信号出力回路2211が、周波数シフタ2121外であって広帯域信号−狭帯域信号変換部2012の前段に備えられた構成であってもよい。
なお、光コヒーレント受信機2010が差動出力である場合には、差動信号出力回路2211を省略することができる。
なお、スイッチ回路2212への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。
【0182】
[狭帯域信号処理部の構成]
図29は、本発明の第8の実施形態による光受信機2001の狭帯域信号処理部2013の構成を示す図である。
狭帯域信号処理部2013は、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012から入力された複数の狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))、(Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t)))について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部2013は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号((Ix1(t)、Qx1(t))、(Ix2(t)、Qx2(t))、(Iy1(t)、Qy1(t))、(Iy2(t)、Qy2(t)))を、アナログ−デジタル変換部2141へ出力する。
【0183】
狭帯域信号処理部2013は、入力された狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))に対して、(式24)で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部2013は、(式24)で示す加算及び減算により、広帯域信号(I(t),Q(t))の上側波帯信号(Ix1(t),Qx1(t))と下側波帯信号(Ix2(t),Qx2(t))とを得る。また、狭帯域信号処理部2013は、入力された狭帯域信号((Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t))に対して、(式24)で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部2013は、(式24)で示す加算及び減算により、広帯域信号(I(t),Q(t))の上側波帯信号(Iy1(t),Qy1(t))と下側波帯信号(Iy2(t),Qy2(t))とを得る。
【0184】
(式24)
x1’(t)+Ix2’(t)=(Ix1(t)+Ix2(t))+(Ix1(t)−Ix2(t))=2Ix1(t),
−Qx1’(t)+Qx2’(t)=−(−Qx1(t)+Qx2(t))+(Qx1(t)+Qx2(t))=2Qx1(t),
−Ix2’(t)+Ix1’(t)=−(Ix1(t)−Ix2(t))+(Ix1(t)+Ix2(t))=2Ix2(t),
x2’(t)+Qx1’(t)=(Qx1(t)+Qx2(t))+(−Qx1(t)+Qx2(t))=2Qx2(t),
y1’(t)+Iy2’(t)=(Iy1(t)+Iy2(t))+(Iy1(t)−Iy2(t))=2Iy1(t),
−Qy1’(t)+Qy2’(t)=−(−Qy1(t)+Qy2(t))+(Qy1(t)+Qy2(t))=2Qy1(t),
−Iy2’(t)+Iy1’(t)=−(Iy1(t)−Iy2(t))+(Iy1(t)+Iy2(t))=2Iy2(t),
y2’(t)+Qy1’(t)=(Qy1(t)+Qy2(t))+(−Qy1(t)+Qy2(t))=2Qy2(t)
【0185】
なお、狭帯域信号処理部2013は、例えば、図30に示す狭帯域信号処理部2013bのような、4つのパワーデバイダ、8つのパワーコンバイナ、及び、4つの差動信号出力回路を備えるアナログ回路によって構成される。なお、狭帯域信号処理部2013は、図30に示すアナログ回路と等価な出力が得られる他のアナログ回路で構成されてもよい。
【0186】
[狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成]
図31は、本発明の第8の実施形態による光受信機2001の狭帯域信号−広帯域信号変換部2142の構成を示す図である。
【0187】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、アナログ−デジタル変換部2141から入力された狭帯域信号((Ix1(n)、Qx1(n))、(Ix2(n)、Qx2(n))、(Iy1(n)、Qy1(n))、(Iy2(n)、Qy2(n)))を、それぞれ複素デジタル信号(Ix1(n)+jQx1(n)、Ix2(n)+jQx2(n)、Iy1(n)+jQy1(n)、Iy2(n)+jQy2(n))として扱う。
【0188】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、アナログ−デジタル変換部2141から入力された狭帯域信号に対し、それぞれ正弦波信号exp(jωt’)とexp(−jωt’)とを乗じることにより、周波数シフトする。すなわち、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、広帯域信号(I(n)+jQ(n))の上側波帯に対応する複素デジタル信号(Ix1(n)+jQx1(n))の周波数帯を、上側波帯の周波数帯へ変換する。また、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、広帯域信号(I(n)+jQ(n))の下側波帯に対応する複素デジタル信号(Ix2(n)、Qx2(n))の周波数帯を、下側波帯の周波数へ変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、複素デジタル信号(Iy1(n)+jQy1(n))、(Iy2(n)+jQy2(n))に対しても同様の周波数シフトを行う。
【0189】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、周波数シフトした狭帯域信号((Ix1(n)+jQx1(n))exp(jωt’)、(Ix2(n)+jQx2(n))exp(−jωt’)、(Iy1(n)+jQy1(n))exp(jωt’)、(Iy2(n)+jQy2(n))exp(−jωt’))どうしを加算し、広帯域信号に変換する。すなわち、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、広帯域信号(I(n)+jQ(n))の上側波帯信号と下側波帯信号とを加算することにより、広帯域信号(I(n)+jQ(n))を得る。また、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、広帯域信号(I(n)+jQ(n))の上側波帯信号と下側波帯信号とを加算することにより、広帯域信号(I(n)+jQ(n))を得る。
【0190】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、変換した広帯域信号(S(n)=I(n)+jQ(n)、S(n)=I(n)+jQ(n))を、それぞれ波形等化部2143へ出力する。
【0191】
なお、上記において、t’=nT:離散時間(s:秒)(n=1,2,3…)、T=1/f:サンプリング周期(s:秒)、f:サンプリング周波数(Hz)、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)である。
【0192】
なお、上記の処理において、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142は、アナログ−デジタル変換部2141から入力された狭帯域信号の同相(I)成分、及び直交(Q)成分を、複素デジタル信号として扱ったが、これに限られない。例えば、狭帯域信号−広帯域信号変換部2142が、IQ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱い、複素数演算に相当する計算処理を行うような構成であってもよい。
【0193】
なお、FPGA(Field-Programmable Gate Array)やASIC(Application Specific Integrated Circuit:特定用途向け集積回路)によって構成されるデジタル信号処理装置においては、通常は上記のように、IQ信号成分がそれぞれ独立した信号として扱われる。
【0194】
[広帯域信号の受信処理(2分割受信の場合)]
上述したように、本実施形態に係る光受信機2001は、受信した広帯域信号を2つの広帯域信号に分割し、分割した2つの広帯域信号をそれぞれ周波数シフトして狭帯域信号とし、当該2つの狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。光受信機2001は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った2つの狭帯域信号を、アナログ信号からデジタル信号へそれぞれ変換する。
光受信機2001は、変換した(狭帯域信号である)2つのデジタル信号を周波数シフトして、当該2つのデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。上記の処理は、下記のように表すことができる。
【0195】
光受信機2001は、受信した広帯域信号(I+jQ)を、例えば、上側波帯信号((I+jQ)exp(jωt))と下側波帯信号((I+jQ)exp(−jωt))とに帯域分割する。このとき、受信した広帯域信号は(式25)のように表すことができる。広帯域信号をベースバンドの信号とした場合、角周波数ωは上側波帯信号の帯域の中心周波数に対応する角周波数であり、角周波数−ωは下側波帯信号の帯域の中心周波数に対応する角周波数である。
【0196】
(式25)
I+jQ=(I+jQ)exp(jωt)+(I+jQ)exp(−jωt)
=(I+I)cosωt+(−Q+Q)sinωt+j[(I−I)sinωt+(Q+Q)cosωt]
【0197】
(式25)の実部(Re)及び虚部(Im)に、それぞれcosωt及びsinωtを乗じると、(式26)が得られる。(式26)で表される信号処理は、図27に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部2012が行う信号処理に相当する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、2つの広帯域信号として偏波多重された複素信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))それぞれに対して(式26)で表される信号処理を行う。
【0198】
(式26)
Re(I+jQ)×cosωt=(1/2)[(I+I)+(I+I)cos2ωt+(−Q+Q)sin2ωt],
Re(I+jQ)×sinωt=(1/2)[(−Q+Q)+(I+I)sin2ωt+(Q−Q)cos2ωt],
Im(I+jQ)×cosωt=(1/2)[(Q+Q)+(Q+Q)cos2ωt+(I−I)sin2ωt],
Im(I+jQ)×sinωt=(1/2)[(I−I)+(Q+Q)sin2ωt+(−I+I)cos2ωt]
【0199】
(式26)において、cos2ωt及びsin2ωtの項がアナログ信号帯域外の高調波となる場合、その高調波の影響を無視できる場合、あるいは、その高調波がLPF(ローパスフィルタ)によって除去される場合、光受信機2001は、受信した広帯域信号から上記の上側波帯信号と下側波帯信号とを狭帯域信号として得ることができる。
光受信機2001は、この狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号(I+jQ、I+jQ)を、個別に得ることができる。
【0200】
光受信機2001は、受信した広帯域信号から取得した狭帯域信号(I+jQ)及び(I+jQ)に対して、アナログ−デジタル変換を行う。光受信機2001は、上側波帯信号に対応するデジタル信号(I+jQ)に正弦波信号exp(jωt)を乗じる。光受信機2001は、下側波帯信号に対応するデジタル信号(I+jQ)に正弦波信号exp(−jωt)を乗じる。光受信機2001は、正弦波信号を乗じたデジタル信号(I+jQ)及び(I+jQ)を加算することにより、加算結果を広帯域信号(I+jQ)として扱うことができる。
【0201】
上述のように、光受信機2001において、アナログ−デジタル変換部2141が、広帯域信号を分割した狭帯域信号に対してアナログ−デジタル変換を行うため、アナログ−デジタル変換部2141に要求される動作速度を下げることができる。狭帯域信号を得るための広帯域信号−狭帯域信号変換部2012及び狭帯域信号処理部2013は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で広帯域信号を分割した狭帯域信号が得られる。光受信機2001によれば、光信号から得られる広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するアナログ−デジタル変換器を用いて受信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。
【0202】
<第9の実施形態>
以下、本発明の第9の実施形態について説明する。
[光受信機の構成]
図32は、本発明の第9の実施形態による光受信機2002の構成を示す図である。
【0203】
図示するように、本実施形態に係る光受信機2002は、図26に示した第8の実施形態による光受信機2001とは異なり、デジタル信号処理部2024内に狭帯域信号処理部2023を備える。第8の実施形態に係る光受信機2002は、狭帯域信号処理部2023における加減算処理を、デジタル信号処理部2024において行う。
【0204】
図32に示すように、第8の実施形態による光受信機2002は、光コヒーレント受信機2020と、局発光源2021と、広帯域信号−狭帯域信号変換部2022と、デジタル信号処理部2024とから構成される。また、デジタル信号処理部2024は、アナログ−デジタル変換部2241と、狭帯域信号処理部223と、狭帯域信号−広帯域信号変換部2242と、波形等化部2243と、復号部2244とから構成される。
【0205】
なお、光コヒーレント受信機2020、局発光源2021、波形等化部2243、及び、復号部2244の構成及び動作は、上述した第8の実施形態による光受信機2001の、光コヒーレント受信機2010、局発光源2011、波形等化部2143、及び、復号部2144の構成及び動作と同様であるため、説明を省略する。
【0206】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2022は、光コヒーレント受信機2010から入力された広帯域信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))を、複数の広帯域信号(第8の実施形態においては2つの広帯域信号)にそれぞれ分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、分割した複数の広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする。広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、周波数シフトした複数の狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))、(Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t)))を、それぞれアナログ−デジタル変換部2241へ出力する。狭帯域信号それぞれは、上述した(式23)で表される。
【0207】
アナログ−デジタル変換部2241は、広帯域信号−狭帯域信号変換部2022から入力された複数の狭帯域信号を、それぞれデジタル信号に変換する。アナログ−デジタル変換部2241は、変換した複数のデジタル信号((Ix1’(n)、Qx1’(n))、(Ix2’(n)、Qx2’(n))、(Iy1’(n)、Qy1’(n))、(Iy2’(n)、Qy2’(n)))を、狭帯域信号−狭帯域信号処理部2023へ出力する。
【0208】
狭帯域信号処理部2023は、アナログ−デジタル変換部2241から入力された複数の狭帯域信号について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部2013は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号((Ix1(n)、Qx1(n))、(Ix2(n)、Qx2(n))、(Iy1(n)、Qy1(n))、(Iy2(n)、Qy2(n)))を、狭帯域信号−広帯域信号変換部2242へ出力する。
【0209】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2242は、狭帯域信号処理部2023から入力された狭帯域信号である複数のデジタル信号を周波数シフトして、当該複数のデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部2242は、変換した広帯域信号(S(n)及びS(n))を、波形等化部2243へ出力する。
【0210】
[狭帯域信号処理部の構成]
本実施形態による狭帯域信号処理部2023は、図29を用いて説明した第8の実施形態による狭帯域信号処理部2013の構成と同様の構成を有する。
なお、図33に示す狭帯域信号処理部2023bのように、狭帯域信号処理部2023が、デバイスの不完全性により生じる信号間干渉を等化するために、予等化を行うような構成であってもよい。
【0211】
kl=(hkl(1),hkl(2),・・・,hkl(M)),
(k=1,2,3,4;l=1,2,3,4)
上記のhklは、予等化用タップ係数である。
例えば、I’’(n)は、畳み込み演算I’’=h11*I’+h21*Q’+h31*I’+h41*Q’のn番目の出力に対応する。この畳み込み演算は、図33に示すように、FIRフィルタによって行うことができる。
【0212】
時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換(FFT)され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換(IFFT)されるような構成であってもよい。すなわち、上記の畳み込み演算は、周波数領域において行われてもよい。
【0213】
図33に示すように、狭帯域信号処理部2023bは、入力された複数の狭帯域信号((I’(n)、Q’(n))、(I’(n)、Q’(n)))について、予等化を行い、信号((I’’(n)、Q’’(n))、(I’’(n)、Q’’(n)))を出力する。
図33に示すように、信号I’’(n)、Q’’(n)、I’’(n)、Q’’(n)は、それぞれ(式27)で表される。
【0214】
(式27)
’’(n)=Σm=1{h11(m)I’(n−M+1)+h21(m)Q’(n−M+1)+h31(m)I’(n−M+1)+h41(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h12(m)I’(n−M+1)+h22(m)Q’(n−M+1)+h32(m)I’(n−M+1)+h42(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h13(m)I’(n−M+1)+h23(m)Q’(n−M+1)+h33(m)I’(n−M+1)+h43(m)Q’(n−M+1)},
’’(n)=Σm=1{h14(m)I’(n−M+1)+h24(m)Q’(n−M+1)+h34(m)I’(n−M+1)+h44(m)Q’(n−M+1)}
【0215】
なお、図33においては、説明を簡略化するため、狭帯域信号処理部2023bに入力される狭帯域信号は((I’(n)、Q’(n))、(I’(n)、Q’(n)))のみとしているが、図32に示す狭帯域信号処理部2023の場合には、入力される狭帯域信号が((Ix1’(n)、Qx1’(n))、(Ix2’(n)、Qx2’(n))、(Iy1’(n)、Qy1’(n))、(Iy2’(n)、Qy2’(n)))であるため、(Ix1’’(n)、Qx1’’(n))、(Ix2’’(n)、Qx2’’(n))、(Iy1’’(n)、Qy1’’(n))、(Iy2’’(n)、Qy2’’(n)))が狭帯域信号−広帯域信号変換部2242へ出力される。
【0216】
<第10の実施形態>
以下、本発明の第10の実施形態について説明する。
[光受信機の構成]
図34は、本発明の第10の実施形態による光受信機2003の構成を示す図である。
【0217】
第10の実施形態に係る光受信機2003の構成は、独立した2つの狭帯域信号からなる広帯域信号を受信する場合の構成である。第10実施形態による光受信機2003の構成は、複数のDSP(Digital Signal Processor:デジタルシグナルプロセッサ)によって狭帯域信号が並列処理されることを想定した構成である。そのため、第10実施形態による光受信機2003の構成は、図34に示すような、2つのデジタル信号処理部(デジタル信号処理部2034−1及びデジタル信号処理部2034−2)を備える構成となり、それぞれのデジタル信号処理部に狭帯域信号−広帯域信号変換部を備える必要がない。例えば、デジタル信号処理部2034−1が、広帯域信号における上側波帯の信号((Ix1,Qx1),(Iy1、Qy1))に対する復号を行う。デジタル信号処理部2034−2が、広帯域信号における下側波帯の信号((Ix2,Qx2),(Iy2,Qy2))に対する復号を行う。光受信機2003は、図19に示した光送信機6により送信される2つの送信データ系列を含む光変調信号の受信処理に用いられてもよい。
【0218】
なお、光受信機2003が、3つ以上のデジタル信号処理部を備えるような構成であってもよい。本実施形態においては、光受信機2003が複数のデジタル信号処理部(デジタル信号処理部2034−1及びデジタル信号処理部2034−2)備える構成であるものとしたが、1つのデジタル信号処理部によって、独立した複数の狭帯域信号を処理するような構成であってもよい。
【0219】
<第11の実施形態>
以下、本発明の第11の実施形態について説明する。
[光受信機の構成]
図35は、本発明の第11の実施形態による光受信機2004の構成を示す図である。
上述した第8、第9及び第10の実施形態では、光受信機が、広帯域信号を2つの狭帯域信号に分割する構成であった。これに対して、第11の実施形態による光受信機2004は、広帯域信号を3つの狭帯域信号に分割する構成を有する。
【0220】
[広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成]
図36は、本発明の第11の実施形態による光受信機2004の広帯域信号−狭帯域信号変換部2042の構成を示す図である。広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、図35に示した光コヒーレント受信機2040から入力された広帯域信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))を、例えば、パワーデバイダなどによって、それぞれ3つの広帯域信号に分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、それぞれ分割した3つの広帯域信号のうち2つを、周波数シフタ2421によって周波数シフトして狭帯域信号とする。
【0221】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2012は、3つの狭帯域信号の高調波を、それぞれLPF(Low-pass filter:ローパスフィルタ)によって除去する。なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、LPFが省略された構成であってもよい。また、高調波が生じても構わないシステムの場合にも、同様に、LPFが省略された構成であってもよい。
【0222】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、受信した広帯域信号(I(t),Q(t))の同相成分I(t)と直交成分Q(t)とから、3つの信号をそれぞれ生成する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、LPFを用いて、同相成分I(t)の低帯域部分の信号(Ix0(t))と、直交成分Q(t)の低帯域部分の信号(Qx0(t))とを生成する。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、広帯域信号−狭帯域信号変換部2012と同様に、同相成分I(t)及び直交成分Q(t)に対して、(π/2)の位相差を有する正弦波信号(cos(ωt),sin(ωt))を乗じて、狭帯域信号((Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))を得る。
【0223】
また、広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、受信した広帯域信号(I(t),Q(t))に対しても、広帯域信号(I(t),Q(t))と同様の信号処理を行うことで、狭帯域信号((Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t))を得る。
【0224】
広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、LPFによって高調波を除去した狭帯域信号(Ix0(t)、Ix1’(t)=Ix1(t)+Ix2(t)、Qx1’(t)=−Qx1(t)+Qx2(t)、Qx0(t)、Ix2’(t)=Ix1(t)−Ix2(t)、Qx2’(t)=Qx1(t)+Qx2(t)、Iyo(t)、Iy1’(t)=Iy1(t)+Iy2(t)、Qy1’(t)=−Qy1(t)+Qy2(t)、Qyo(t)、Iy2’(t)=Iy1(t)−Iy2(t)、Qy2’(t)=Qy1(t)+Qy2(t))を、狭帯域信号処理部2013へ出力する。
【0225】
また、上述した第8の実施形態と同様、図28に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部2012bのように、広帯域信号−狭帯域信号変換部2042が、差動信号出力回路を周波数シフタ2421内に備える構成であってもよい。
なお、差動信号出力回路が、周波数シフタ2421外であって広帯域信号−狭帯域信号変換部2012の前段に備えられた構成であってもよい。
なお、光コヒーレント受信機2040が差動出力である場合には、差動信号出力回路を省略することができる。
なお、スイッチ回路への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。
【0226】
[狭帯域信号処理部の構成]
図37は、本発明の第11の実施形態による光受信機2004の狭帯域信号処理部2043の構成を示す図である。
【0227】
狭帯域信号処理部2043は、広帯域信号−狭帯域信号変換部2042から入力された複数の狭帯域信号(Ix0(t)、Qx0(t)、Ix1’(t)=Ix1(t)+Ix2(t)、Qx1’(t)=−Qx1(t)+Qx2(t)、Ix2’(t)=Ix1(t)−Ix2(t)、Qx2’(t)=Qx1(t)+Qx2(t)、Iyo(t)、Qyo(t)、Iy1’(t)=Iy1(t)+Iy2(t)、Qy1’(t)=−Qy1(t)+Qy2(t)、Iy2’(t)=Iy1(t)−Iy2(t)、Qy2’(t)=Qy1(t)+Qy2(t))について、図37に示すように当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。
【0228】
狭帯域信号処理部2043は、入力された複数の狭帯域信号のうち、狭帯域信号(Ix1’(t),Qx1’(t))、(Ix2’(t),Qx2’(t))に対して、狭帯域信号処理部2013と同様に(式24)で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部2043は、加算及び減算により、広帯域信号(I(t),Q(t))の帯域を分割した3つの帯域のうち、上側波帯に含まれる帯域の信号(Ix1(t),Qx1(t))と、下側波帯に含まれる帯域の信号(Ix2(t),Qx2(t))とを得る。また、狭帯域信号処理部2043は、入力された複数の狭帯域信号のうち、狭帯域信号(Iy1’(t),Qy1’(t))、(Iy2’(t),Qy2’(t))に対して、狭帯域信号処理部2013と同様に(式24)で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部2043は、加算及び減算により、広帯域信号(I(t),Q(t))の帯域を分割した3つの帯域のうち、上側波帯に含まれる帯域の信号(Iy1(t),Qy1(t))と、下側波帯に含まれる帯域の信号(Iy2(t),Qy2(t))とを得る。
【0229】
狭帯域信号処理部2043は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号((Ix0(t)、Qx0(t))、(Ix1(t)、Qx1(t))、(Ix2(t)、Qx2(t))、Iy0(t)、Qy0(t))、(Iy1(t)、Qy1(t))、(Iy2(t)、Qy2(t)))を、図35に示したアナログ−デジタル変換部2441へ出力する。
【0230】
なお、狭帯域信号処理部2043は、例えば、上述したような第8の実施形態と同様、図30に示す狭帯域信号処理部2013bのようなアナログ回路によって構成される。なお、アナログ回路は、等価な出力が得られるならば、任意の構成のアナログ回路でよい。
【0231】
[狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成]
図38は、本発明の第11の実施形態による光受信機2004の狭帯域信号−広帯域信号変換部2442の構成を示す図である。
【0232】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、アナログ−デジタル変換部2441から入力された狭帯域信号((Ix0(n)、Qx0(n))、(Ix1(n)、Qx1(n))、(Ix2(n)、Qx2(n))、(Iy0(n)、Qy0(n))、(Iy1(n)、Qy1(n))、(Iy2(n)、Qy2(n)))を、それぞれ複素デジタル信号(Ix0(n)+jQx0(n)、Ix1(n)+jQx1(n)、Ix2(n)+jQx2(n)、Iy0(n)+jQy0(n)、Iy1(n)+jQy1(n)、Iy2(n)+jQy2(n))として扱う。
【0233】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、アナログ−デジタル変換部2441から入力された狭帯域信号のうち、(Ix1(n)+jQx1(n)、Ix2(n)+jQx2(n)、Iy1(n)+jQy1(n)、Iy2(n)+jQy2(n))に対し、正弦波信号exp(jωt’)とexp(−jωt’)とを乗じることにより、周波数シフトする。
【0234】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、周波数シフトした狭帯域信号((Ix0(n)、Qx0(n))、(Ix1(n)+jQx1(n))exp(jωt’)、(Ix2(n)+jQx2(n))exp(jωt’))、及び、((Iy0(n)、Qy0(n))、(Iy1(n)+jQy1(n))exp(jωt’)、(Iy2(n)+jQy2(n))exp(jωt’))をそれぞれ加算し、広帯域信号に変換する。
【0235】
狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、変換した広帯域信号(S(n)=I(n)+jQ(n)、S(n)=I(n)+jQ(n))を、図35に示した波形等化部2443へそれぞれ出力する。
【0236】
なお、上記において、t’=nT:離散時間(s:秒)(n=1,2,3…)、T=1/f:サンプリング周期(s:秒)、f:サンプリング周波数(Hz)、j:虚数単位、ω=2πf(rad/s)、f=b/4(Hz)、b:ボーレート(baud=1/s)である。
【0237】
[広帯域信号の受信処理(3分割受信の場合)]
上述したように、本実施形態に係る光受信機2004は、受信した広帯域信号の帯域を3つの帯域に分割して、3つの帯域それぞれの信号を得る。光受信機2004は、3つの帯域の信号のうち、広帯域信号の上側波帯に含まれる信号と広帯域信号の下側波帯に含まれる信号とに対して帯域の中心周波数を0Hzに近づける周波数シフトを行う。光受信機2004は、帯域分割と周波数シフトとにより、広帯域信号の帯域の中央部分に対応する信号と、周波数シフトした2つの信号との3つの狭帯域信号を得る。広帯域信号に分割し、分割した3つの広帯域信号のうち2つを、それぞれ周波数シフトして狭帯域信号とし、当該狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。光受信機2004は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った3つの狭帯域信号を、アナログ信号からデジタル信号へそれぞれ変換する。
光受信機2004は、変換した(狭帯域信号である)3つのデジタル信号のうち2つを周波数シフトして、当該3つのデジタル信号を加算し、広帯域信号に変換する。上記の処理は、下記のように表すことができる。
【0238】
光受信機2004は、広帯域信号(I+jQ)の帯域を、例えば、3つに帯域分割する。分割した帯域のうち、周波数が高い帯域の信号を第1の帯域の信号((I+jQ)exp(j2ωt))とし、周波数が低い帯域の信号を第2の帯域の信号(I+jQ)exp(−j2ωt))とし、第1の帯域と第2の帯域との間の帯域の信号を第3の帯域の信号(I+jQ)とする。この場合、受信した広帯域信号は、第1、第2及び第3の帯域の信号を用いて(式28)のように表すことができる。
【0239】
(式28)
I+jQ=I+jQ+(I+jQ)exp(j2ωt)+(I+jQ)exp(−j2ωt)
=I+jQ+(I+I)cos2ωt+(−Q+Q)sin2ωt+j[(I−I)sin2ωt+(Q+Q)cos2ωt]
【0240】
上記の式の実部(Re)及び虚部(Im)に、それぞれcos2ωt及びsin2ωtを乗じると、(式29)が得られる。(式28)及び(式29)で表される信号処理は、図36に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部2042が行う信号処理に相当する。広帯域信号−狭帯域信号変換部2042は、2つの広帯域信号として偏波多重された複素信号(I(t),Q(t))及び(I(t),Q(t))それぞれに対して(式28)及び(式29)で表される信号処理を行う。
【0241】
(式29)
Re(I+jQ)×cosωt=(1/2)[(I+I)+(I+I)cos4ωt+(−Q+Q)sin4ωt]+Icos2ωt,
Re(I+jQ)×sinωt=(1/2)[(−Q+Q)+(I+I)sin4ωt+(Q−Q)cos4ωt]+Isin2ωt,
Im(I+jQ)×cosωt=(1/2)[(Q+Q)+(Q+Q)cos4ωt+(I−I)sin4ωt]+Qcos2ωt,
Im(I+jQ)×sinωt=(1/2)[(I−I)+(Q+Q)sin4ωt+(−I+I)cos4ωt]+Qsin2ωt
【0242】
(式29)において、cos4ωt、sin4ωt、cos2ωt、sin2ωtの項がアナログ信号帯域外の高調波となる場合、その高調波の影響を無視できる場合、あるいは、その高調波がLPF(ローパスフィルタ)によって除去される場合、光受信機2004は、上記において3つに分割した帯域(第1の帯域、第2の帯域、及び第3の帯域)の信号を、広帯域信号を分割した狭帯域信号として得ることができる。
光受信機2004は、第1及び第2の帯域の狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号(I+jQ、I+jQ)を、個別に得ることができる。
光受信機2004において狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、狭帯域信号(I+jQ)及び(I+jQ)に対して、デジタル信号処理でそれぞれ正弦波信号exp(jωt)及びexp(−jωt)を乗じて周波数シフトする。狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、第1の帯域の信号に対応するデジタル信号(I+jQ)に正弦波信号exp(jωt)を乗じて、デジタル信号(I+jQ)を上側波帯へ周波数シフトする。光受信機2004は、第2の帯域の信号に対応するデジタル信号(I+jQ)に正弦波信号exp(−jωt)を乗じて、デジタル信号(I+jQ)を下側波帯へ周波数シフトする。すなわち、広帯域信号−狭帯域信号変換部2042による周波数シフトと逆の周波数シフトを行う。狭帯域信号−広帯域信号変換部2442は、周波数シフトした第1及び第2の帯域のデジタル信号((I+jQ)及び(I+jQ))と第3の帯域のデジタル信号(I+jQ)と加算することにより、加算結果を広帯域信号(I+jQ)として得る。
【0243】
<広帯域信号の受信処理(2N分割、(2N+1)分割への拡張)>
なお、上述したように、本発明の第8の実施形態から第10の実施形態による光受信機は、広帯域信号を2つの狭帯域信号に分割(2分割)して、アナログ−デジタル変換を行い、デジタル信号に変換した2つの狭帯域信号を広帯域信号に変換した。また、上述したように、本発明の第11の実施形態による光受信機2004は、広帯域信号を3つの狭帯域信号に分割(3分割)して、アナログ−デジタル変換を行い、デジタル信号に変換した3つの狭帯域信号を広帯域信号に変換した。
【0244】
本発明は、以下に説明するように、更に、光受信機は、受信した広帯域信号を2N個(2個、4個、6個…)の狭帯域信号に分割するように拡張することも可能である。また、光受信機は、広帯域信号を2N+1個(3個、5個、7個…)の狭帯域信号に分割するように拡張することも可能である。
【0245】
広帯域信号を2N分割して受信処理を行う場合には、受信する広帯域信号(I+jQ)を(式30)のように表すことができる。
【0246】
(式30)
I+jQ=Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(j(2k−1)ωt)+(I2k+jQ2k)exp(−j(2k−1)ωt)]
=Σ{(I2k−1+I2k)cos(2k−1)ωt+(−Q2k−1+Q2k)sin(2k−1)ωt+j[(I2k−1−I2k)sin(2k−1)ωt+(Q2k−1+Q2k)cos(2k−1)ωt]}
【0247】
光受信機は、(式30)で示される広帯域信号の実部(Re)及び虚部(Im)に、それぞれcos(2k−1)ωt及びsin(2k−1)ωtを乗じ、LPFを施して高調波を除去することにより、狭帯域信号I2k−1+I2k,−Q2k−1+Q2k,2k−1−I2k,2k−1+Q2kを得ることができる。光受信機は、これらの狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号(I2k−1+jQ2k−1、I2k+jQ2k)を、個別に得ることができる。狭帯域信号に対する加減算処理は、(式24)で示す加算及び減算である。(式24)におけるIx1’(t),Ix2’(t),Qx1’(t)及びQx2’(t)は、I2k−1,I2k,2k−1,Q2kにそれぞれ対応する。
【0248】
広帯域信号を(2N+1)分割して受信処理を行う場合には、受信する広帯域信号(I+jQ)を(式31)のように表すことができる。
【0249】
(式31)
I+jQ=I+jQ+Σ[(I2k−1+jQ2k−1)exp(j2kωt)+(I2k+jQ2k)exp(−j2kωt)]
=I+jQ+Σ{(I2k−1+I2k)cos2kωt+(−Q2k−1+Q2k)sin2kωt+j[(I2k−1−I2k)sin2kωt+(Q2k−1+Q2k)cos2kωt]}
【0250】
光受信機は、(式31)で示される広帯域信号の実部(Re)及び虚部(Im)に、それぞれcos2kωt及びsin2kωtを乗じ、LPFを施して高調波を除去することにより、狭帯域信号I2k−1+I2k,−Q2k−1+Q2k,2k−1−I2k,2k−1+Q2kを得ることができる。光受信機は、これらの狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号(I2k−1+jQ2k−1、I2k+jQ2k)を、個別に得ることができる。狭帯域信号に対する加減算処理は、(式24)で示す加算及び減算である。(式24)におけるIx1’(t),Ix2’(t),Qx1’(t)及びQx2’(t)は、I2k−1,I2k,2k−1,Q2kにそれぞれ対応する。なお、光受信機は、狭帯域信号I及びQは、受信信号にLPFを施すのみで、個別に得ることができる。
【0251】
以上説明したように、本発明の光受信機によれば、高速信号(広帯域信号)をアナログ的に複数の低速信号(狭帯域信号)に分割することが可能になる。具体的には、高速信号に対して周波数シフタ(例えば、スイッチ回路等)と加減算回路とを用いる簡易な構成で、低速信号に分割することが可能になる。
これにより、本発明の光受信機によれば、ADCの帯域に制限されることなく、変調速度を高速化することが可能となる。
【0252】
また、以上説明したように、本発明の光受信機によれば、広帯域信号を、2N分割(2分割、4分割、6分割…)受信するように拡張する、あるいは、(2N+1)分割(1/3分割、1/5分割、1/7分割…)受信するように拡張することも実現可能となる。
【0253】
さらに、本発明の光受信機によれば、低速信号から高速信号を生成する際において、ADCや合成部のアナログデバイスの不完全性により生じる信号品質の劣化を等化する機構も備えることができる。
【0254】
以下、本発明の第12の実施形態について説明する。図39は、第12の実施形態による通信システムの構成を示す図である。第12の実施形態による通信システムは、光送信機391と、光受信機392と、伝送路としての光ファイバ393とを備える。光送信機391は、送信データ系列から光変調信号を生成し、生成した光変調信号を光ファイバ393へ出力する。光変調信号は、光ファイバ393を通じて光受信機392へ伝送される。光受信機392は、受信した光変調信号から送信データ系列を復号する。光送信機391として、第1から第7の実施形態による光送信機のいずれかを用いることができる。光受信機392として、第8から第11の実施形態による光受信機のいずれかを用いることができる。各実施形態において説明した光送信機及び光受信機を組み合わせた通信システムは、簡易なアナログ回路を用いた構成により、デジタル−アナログ変換器及びアナログ−デジタル変換器の動作速度を下げ、伝送容量の拡大を容易にできる。
【0255】
本発明の光送信機によれば、第1の狭帯域信号処理部(103,203,303,403,703)が、帯域分割部から出力される第1の狭帯域信号(I’(n),Q’(n))と第2の狭帯域信号(I’(n),Q’(n))とを入力し、第1及び第2の狭帯域信号それぞれの同相成分の和を示す第1の信号(I’’(t))と、第1及び第2の狭帯域信号それぞれの直交成分の差を示す第2の信号(Q’’(t))と、第1及び第2の狭帯域信号それぞれの同相成分の差を示す第3の信号(I’’(t))と、第1及び第2の狭帯域信号それぞれの直交成分の和を示す第4の信号(Q’’(t))とを出力する。第1の狭帯域信号処理部による加減算処理により、広帯域信号生成部が広帯域信号を生成する際の周波数シフトにおいて発生するイメージ成分を抑圧することができる。第1の狭帯域信号処理部及び広帯域信号生成部は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で狭帯域信号から広帯域信号を生成できる。光送信機によれば、光変調信号として出力する広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するデジタル−アナログ変換器を用いて送信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。
【0256】
本発明の光受信機によれば、第1の信号変換部(広帯域信号−狭帯域信号変換部2012,2022,2042)が、広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第5の信号(Ix1(t),Qx1(t))と下側波帯に含まれる帯域に対応する第6の信号(Ix2(t),Qx2(t))とそれぞれの同相成分の和を示す第5の狭帯域信号(Ix1’(t))と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の差を示す第6の狭帯域信号(Qx1’(t))と、前記第5及び第6の信号それぞれの同相成分の差を示す第7の狭帯域信号(Ix2’(t))と、前記第5及び第6の信号それぞれの直交成分の和を示す第8の狭帯域信号(Qx2’(t))とを出力する。第2の狭帯域信号処理部(2013,2023,2043)による第5、第6、第7及び第8の狭帯域信号に対する加減算処理により、分割した帯域の信号それぞれを得ることができる。第1の信号変換部及び第2の狭帯域信号処理部は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で広帯域信号から分割した各帯域の信号を生成できる。光受信機によれば、受信する光変調信号を復調して得られる広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するアナログ−デジタル変換器を用いて受信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。
【0257】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【0258】
本発明は、伝送容量の拡大を容易にすることが要求される用途に適用できる。
【符号の説明】
【0259】
1,2,3,4,5,6,7,391…光送信機、10,20,30,70…デジタル信号処理部、11,21,31,41,71…広帯域信号生成部、12,22,32,72…光変調器、13,23,33,73…信号光源、101,201,301,701…信号生成部、102,202,702…帯域分割部、103,203,303,403,703…狭帯域信号処理部、104,204,304,704…デジタル−アナログ変換部、393…光ファイバ、1021,7021…帯域分割フィルタ、1022…周波数シフタ、392,2001,2002,2003,2004…光受信機、2010,2040…光コヒーレント受信機、2011…局発光源、2012,2022,2042…広帯域信号−狭帯域信号変換部、2013,2023,2043…狭帯域信号処理部、2014,2034…デジタル信号処理部、2121…周波数シフタ、2122…LPF(ローパスフィルタ)、2141,2441…アナログ−デジタル変換部、2142,2442…狭帯域信号−広帯域信号変換部、2143,2443)…波形等化部、2144…復号部、2211…差動信号出力回路、2212…スイッチ回路
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【国際調査報告】